低功耗低噪声CMOS放大器设计与优化
2008-12-01
作者：曾丽娟1，冀永克2，袁 平3，
摘 要： 分析了两种传统的基于共源共栅结构的低噪声放大器LNA技术：实现噪声优化和输入匹配SNIM技术并在功耗约束下同时实现噪声优化和输入匹配PCSNIM技术。针对其固有不足，提出了一种新的低功耗" title="低功耗">低功耗、低噪声放大器设计方法。
关键词： 低噪声放大器；低功耗；射频电路
随着无线通信技术的迅猛发展，无线终端小型化、低功耗、低成本、高性能已成为射频集成电路（RFIC）发展的必然趋势。以往的MOS管高频性能相对较差，传统的射频收发机主要采用GaAs、BiCMOS、Bipolar工艺实现，但价格昂贵，且不利于与CMOS 数字基带部分单片集成[1]。近年来随着亚微米、深亚微米CMOS技术的日趋成熟、截止频率fT不断提高，CMOS工艺在性能上已经能满足RF需要，且CMOS 工艺具有成本低、集成度高、功耗小等特点，因此CMOS RFIC已成为国际上的研发热点[2]。
在接收机设计中,要得到良好的总体系统性能,关键在于性能优越的前端, 低噪声放大器(LNA)是其中最关键的电路之一。LNA是接收电路的第一级,直接面对天线接收的包含各种噪声的微弱信号,其特性对整个系统的噪声性能产生直接影响。LNA需要具有良好的噪声系数" title="噪声系数">噪声系数，并提供足够的增益，以确保整个接收系统具有最小NF；同时当接收信号较大时，应有足够的线性度以减小信号失真。现代移动通信设备的普及使LNA低功耗设计变得日益重要，文献[3]提出的PCSNIM技术是目前最佳的低功耗窄带LNA优化设计技术，能在低功耗限制下，同时使噪声性能、输入匹配得到优化，但PCSNIM技术还有不足之处。本文综合考虑增益、噪声、功耗、线性度、匹配等指标对整个收发系统的影响，进一步改善LNA电路结构,以获得最佳的系统性能。
本文以文献[1-5]中的研究成果为出发点,对SNIM和PCSNIM进行改进，利用SMIC RF 0.13μm工艺，实现应用于IEEE802.11a WLAN的单片集成LNA。模拟数据显示，该LNA功耗仅为3mW，增益14.3dB，噪声系数约为2.2dB，IIP3大于-3.6dBm，S11约为-23dB。通过设计实例仿真和测试对比，验证了理论分析的正确性。本文方法对低功耗LNA设计有一定指导意义。
1 低功耗LNA设计方法
1.1 SNIM结构LNA分析
图1很容易实现输入阻抗匹配" title="阻抗匹配">阻抗匹配，从信号源看到的网络输入阻抗Zin为：
其中Lg、Ls为片上" title="片上">片上平面螺旋电感，M1是共源放大管，共栅管M2起隔离作用，减少M1栅漏电容的密勒效应。式(1)表明，当：
时，输入匹配网络谐振使输入阻抗为纯电阻，这时只要保证：
即可在频率?棕0时实现输入阻抗匹配。
由二端口噪声理论知[2]，二端口网络在噪声匹配时，可以实现最小噪声系数Fmin如下：
其中γ、δ、c在长沟器件中分别为2/3、4/3、0.395j，是与工艺相关的常数。噪声匹配要求源阻抗ZS等于最佳噪声阻抗Zopt。当两者不相等时，实际噪声系数为：
其中
。从等效噪声电阻Rn的表达式来看，它不受增加的电容和电感的影响，仅仅取决于gm的值，因此大的晶体管尺寸和高功耗导致较小的Rn。
参考文献[1]、[3]对Zopt优化有详细的推导过程，所得结果如下：
没有优化的SNIM电路中最佳噪声阻抗都远远大于源阻抗，所以可以利用式(6)、式(7)中Zopt与Cgs成反比的特点，增加M1管的尺寸以增大Cgs、减小Zopt，最终实现电路的噪声匹配。而增大M1的尺寸意味着要增加功耗（为了保证M1、M2都工作在饱和区且有一定的电压裕度，M1管的栅源电压可以变化的范围很小）。所以利用SNIM技术设计的LNA都有相当大的功耗，这不能满足对低功耗电路的要求。
1.2 PCSNIM 结构LNA分析
根据上面推导分析，可以在不改变M1管尺寸的条件下，在M1管栅源上并联电容C1以间接增大栅源电容(如图2)，实现功率约束下的噪声和输入匹配[3]。
从信号源看到的网络输入阻抗为：
输入匹配网络（品质因子为Qin）在谐振时，栅源电压是输入电压的Qin倍。系统的等效跨导为Gm[1][4]，可见并联电容Cgs使系统等效跨导减小。
由上述推导知：电容反馈的引入会使源极负反馈电感Ls增大，电感Ls增大导致系统增益下降及噪声性能在一定程度上的恶化；电容反馈的引入还会使系统的等效跨导减小，导致系统增益减小20logk；使系统的截止频率减小为原来的1/k，一定程度上恶化了系统的噪声性能。
综上所述，虽然利用PCSNIM技术实现了功耗约束下的输入匹配和噪声优化，但付出的代价也很大，特别是在低功耗要求下系统增益减小和系统高频特性的恶化[1]。
2 IPCSNIM 结构LNA分析
由上面的分析可以看出：矛盾的关键在于，并联电容C1的引入虽然实现了功耗约束下的输入匹配和噪声优化，但也导致系统增益下降和高频特性恶化。而Ls主要起输入阻抗匹配作用，对系统的噪声特性影响很小。所以可以改变并联电容C1的位置以有效解决这个矛盾。
改进方案如图3所示。其中R1、M3为M1提供直流工作点，R2隔离R1和M3的噪声对M1的影响，R2越大越好，一般为兆欧量级；电容C2作用与C1类似，起到降低最佳噪声阻抗的作用如式(9)、式(10)。
从信号源看到的网络输入阻抗为：
其中C2（约100fF）与PCSNIM中的C1相等。
源电感LS的主要作用是使输入阻抗产生50?赘的实部，实现输入阻抗匹配。理想电感理论上不影响系统的Re[Zopt]，如式(6)、式(9)；LS很小（0.7nH），对Im[Zopt]的影响可以忽略不计，如式(7)、式(10)。因此改进电路的最佳噪声阻抗可以利用式(9)、式(10)计算。
3 设计事例和模拟结果
在实际芯片制造中，一般片上电阻的误差很大，约20%，R1的波动直接影响系统的直流工作点，对系统的整体性能有很大影响；且R1约为1.5kΩ，使用片上电阻会占用较大的芯片面积。为了避免上述问题，可以用MOS电阻M4取代R1。这样不仅节省了芯片面积，而且可以使电阻R1的精确度大大提高。
图2中的C2很小（只有100fF左右），实际片上电容越小，误差越大，但是C2的波动对噪声性能影响很大。为了避免C2波动对系统性能的影响，用M5 MOS电阻替代R2，利用M5源端到栅和衬底的寄生电容取代C2。这样M5不仅可以像R2那样起到噪声隔离的目的，而且可以完全取代C2。这样大大节省了芯片面积，简化了系统的复杂性。综合上述分析，图4 给出了完整的低功耗LNA设计方案。
以下仿真结果是在SMIC RF 0.13μm工艺、单片集成架构、5.5GHz工作频率、1V工作电压下完成的。模拟结果对比如图5、图6、图7所示。
本文在对传统SNIM和PCSNIM结构分析的基础上，针对SNIM功耗过大和PCSNIM增益较小的缺点，提出了一种新的低功耗LNA设计架构。该方案在功耗、噪声和PCSNIM相当的条件下，充分弥补了PCSNIM增益过小的缺点，实现了与高功耗SNIM相当的增益。同时还实现了最优的输入阻抗匹配特性和高频特性。理论分析和ADS 仿真结果十分吻合，达到了预期设计目标。
参考文献
[1] THOMAS H L.The design of CMOS radio-Frequency integrated circuits[M].UK：CambridgeUnivpress，1998：243-304.
[2] RAZAVI B.CMOS technology characterization for analog and RF design，IEEE Journal of Solid- State Circuits，1999，3(34)：234-276.
[3] NGUYEN T K，Nam-Jin Oh，Hyung-Chul Choi.CMOS low noise amplifier design optimization techniques[J].IEEE Trans on MTT，2004，52(5)：1433-1442.
[4] LEROUX P，JANSSENS J，Steyaert M.A 0.8-dB NF ESD-protected 9-mW CMOS LNA operating at 1.23GHz[J].IEEE J Sol Sta Circ，2002，37(6)：760-765.
[5] GRAMEGNA G，PAPARO M，ERRATICO P G，et al.A sub 1-dB NF ±2.3-kV ESD-protected 900-MHz CMOSLNA[J].IEEE J Sol Sta Circ，2001，36(7).