一种复合型高功率因数整流器
2008-12-05
作者：李 丹，王明彦，王鹏宇
摘 要： 提出一种新的复合型整流器拓扑结构" title="拓扑结构">拓扑结构，该整流器与传统的多重化" title="多重化">多重化整流器相比，其THD达到了电力系统小于5%的要求，功率因数" title="功率因数">功率因数在0.95以上，且当其作为三电平逆变器的输入级时，能够在整流侧实现NPC功能，减轻了逆变侧的控制负担，对改善三电平变频器的性能起着重要的作用。通过仿真验证了拓扑结构的合理性和控制策略的正确性。
关键词： 多重化；复合型整流器；中点箝位控制；高功率" title="高功率">高功率因数；低谐波
随着变频技术的快速发展，逆变技术、PWM调制技术等相关领域都有了长足的发展，但作为变频器输入级的高功率整流器等技术却相对发展较慢[1]。目前，多数变频器厂商的产品中采用不控整流二重化技术，其特点是结构简单，成本低，且相对于普通的不控整流结构，其交流侧电流谐波有了明显的改善[2]。但其缺点仍十分明显，如交流侧THD仍较高、功率因数较低等，这将直接导致电力系统中谐波与无功的增加[3-4]。围绕抑制谐波电流、提高整流器的功率因数等方面，本文提出了一种新型的复合型高功率因数整流器，从拓扑结构、控制系统等几个方面展开深入研究，并用Matlab/Simulink进行仿真，结果表明本文提出的新型复合型整流器拓扑结构及其控制策略能够实现中高压下的高功率因数和低输入电流谐波的电能变换。
1 整流器主电路结构及工作原理
1.1 复合型整流器的拓扑结构
新的复合型高功率因数整流器由不控和可控两部分组成，其结构如图1所示。交流侧接变压器的原端A、B、C三相。整流变压器为三绕组接法，原端为单绕组三相，副端为双绕组三相，绕组中点有抽头，可在应用于可控整流和不控整流中分别实现Y接法和△接法。当二次侧均为Y接法时，可应用于复合型整流器中。绕组匝数比为
，输出电压" title="输出电压">输出电压较高的绕组每相通过串联感抗与后面的不控整流桥臂构成升压型电路，输出电压较低的绕组每相通过串联感抗与后面的可控整流桥臂构成升压型电路。这是由于不控整流相对于可控整流而言，其直流电压利用率低，若要保证其输出直流电压在同一数量级，应保证不控整流有相对较高的三相交流输入电压。不控整流单元采用功率二极管作为开关器件，可控单元采用IGBT反并联二极管作为其开关器件。直流侧，两单元串联后其连接点作为后续逆变电路的电位中点，两侧直流电压经吸收电容、滤波电容后对负载供电。与传统的相移式多重化整流拓扑一样，该复合型整流侧拓扑中每个开关器件和功率二极管在关断时承受的电压都为整流输出电压的一半。
1.2 复合型整流器的工作原理
复合型多重化整流器是从相移式多重化整流器发展而来的。相移多重化整流器主要通过变压器移相实现，变压器输出电压的相移角度起到了关键的作用，多重化整流器消谐性能的好坏也取决于变压器相移角度的准确性。一旦出现偏差，相应次数的谐波将不能完全消去，严重影响相移多重化整流器的性能。特别是在采用18脉动以上的结构时，普通变压器很难实现分数角度的相移，需采用变压器的曲折接法，其实现难度更高，精度更难于把握。在复合型多重化整流器中，变压器的这种作用被减弱了，它不需要变压器实现谐波的相移，而是通过PWM调制技术，使得可控整流产生的谐波成分与不控整流产生的谐波成分幅值相等，相位错开180°，从而达到两单元谐波成分移相、相消的目的。
复合型整流器的原理如图2所示。图中Us表示交流电源电压，is为电源电流，iL1、iL2分别为不控和可控两个整流单元的负载电流，iC1、iC2为不控和可控整流单元的交流侧电流。电源电流is为不控和可控整流单元的交流侧电流之和再乘以变压器变比k获得，即is=k(iC1+iC2)。不控整流单元为非线性作为谐波源，它产生谐波。可控整流单元主要由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(由电流跟踪控制电路、驱动电路和可控整流电路三部分构成)。系统基本工作原理是：检测交流三相电源处的电流和电压，经指令电流运算电路计算得出补偿电流的指令信号，据此由补偿电流发生电路产生补偿电流，该补偿电流与不控整流单元交流电流中要补偿的谐波电流相抵消，最终得到期望的电源电流。
2 复合型整流器的控制方法
2.1 谐波的抑制
(1)谐波的检测
目前复合型整流器主要采用的控制方法包括基于谐波检测控制方法、基于直流侧电容电压的控制方法和单周控制方法。本文设计的谐波检测方法不同于上述几种，其控制原理图如图3所示。
在这种方法中只需要检测网侧电流，检测的物理量少，控制系统得到了简化。但为了保证控制的准确性，需要利用瞬时无功理论计算其谐波含量。
设三相电路各相电压和电流的瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。由下面的变换可以得到α、β两相瞬时电压eα、eβ和α、β两相瞬时电流iα、iβ。
矢量图如图4所示，eα、eβ、iα、iβ分别为e、i在α、β轴的投影，瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq分别为电流矢量i在电压矢量e及其法线上的投影，即：
其bode图如图5所示。
2.2 直流侧中点电位控制方法
在变频器的逆变侧，由于能量流动的不平衡性，作为逆变电路一部分的电位中点同样受到能量流动的影响，导致其电位不为零。但电位中点同样与整流侧相连，整流侧的能量流动同样会影响其电位的变化，只要这种变化趋势能够弥补逆变侧带来的影响，就能保证中点电位不变或在零附近波动。
根据复合型整流电路的特点，其不控单元整流部分的直流输出电压是不变且不可控的，因此控制中点电位的唯一途径是改变可控单元的直流输出电压，使其跟踪不控单元直流输出电压的变化，保持二者的相等关系。
在整流侧控制中点电位平衡的控制系统结构图如图6所示。不控单元与可控单元的直流侧电压采样信号经比较器比较后，经PI调节器反馈给电流内环。为保证谐波电流发生电路具有良好的补偿电流跟随性能，必须将整流器直流侧电容的电压控制为一个适当的值。图6指令电流运算电路中虚线框内的部分结合谐波电流发生电路实现对直流侧电压的控制。图中，Vd1是可控单元直流输出电压的反馈量，Vd2是不控单元直流输出电压的反馈量，两者之差经 PI 调节器后得到调节信号△ip，将它叠加到瞬时有功电流的直流分量ip上，这样经运算在指令信号ich中就包含了一定的基波有功电流。谐波电流发生电路根据ich产生补偿电流iL注入电网，使得可控整流单元的补偿电流中包含一定的基波有功电流分量，从而使可控整流单元交流侧电流补偿不控整流单元交流侧电流后，仍然能够有足够的能量流动到直流侧，保持与不控整流单元直流电压的平衡关系。
3 仿真及实验结果
将复合型整流器与传统的相移式多重化整流器的仿真结果作对比，其交流侧电流频谱如图7、图8所示。
由图可见，普通的相移式多重化整流器中，其交流侧电流谐波含量仍然较高，为12.46%，其谐波主要为6k±1(k=1，2，3…)次，且11、13 次谐波含量较高，占基波成分的8%左右。而新型复合型整流器的交流侧谐波含量明显降低，为0.51%，可以满足电力系统对谐波小于5%的要求，且各次谐波含量都较小，比例较大的5、7 次谐波含量也仅为基波的0.3%左右。
新型高功率复合型整流器与传统的相移式多重化结构在功率因数方面的对比如图9、图10所示。
可见，普通相移式多重化整流器由于没有进行闭环控制，所以不可能工作在单位功率因数下，且随着负载及主电路参数的变化，其功率因数也会随之改变。而新型的复合型整流器功率因数接近1，且当负载及主电路的参数改变后其功率因数仍然能保证为1。
在逆变侧，采用SVPWM控制方法，但不对中点电位进行控制，当采用相移二重化整流器供电时，其中点电位波形如图11所示。此时由于大小矢量对中点电位的作用效果不同，中点电压变化较大，远离零电平。
当采用复合型多重化整流器供电时，其中点电位波形如图12所示。此时通过在整流侧采用中点电位控制，中点电压在零附近波动，达到了控制中点电位平衡的要求。
本文提出了一种复合型高功率因数整流器的拓扑结构，对该拓扑结构的工作原理进行了分析，并给出了谐波抑制以及中点电位平衡等问题的控制策略，仿真验证了结论的正确性。
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