1引言

开关电源以其效率高，功率密度高而在电源领域中占主导地位，但传统的开关电源存在一个致命的弱点：功率因数低，一般为0.45～0.75，而且其无功分量基本上为高次谐波，其中三次谐波幅度约为基波幅度的95％，五次谐波幅度约为70％，七次谐波幅度约为45％，九次谐波幅度约为25％。高次谐波的危害很多文献已有论述，不再赘述。针对高次谐波的危害，从1992年起国际上开始以立法的形式限制高次谐波，传统的开关电源形式在限制之列。国外在此以前即开始改善开关电源功率因数的工作，主要是功率因数校正电路和诸多的控制IC（如UC3842～UC3855A系列，KA7524，TDA4814等）。国内一些厂家也做了类似的工作，使开关电源的功率因数达0.95～0.99，近似于1。

2提高功率因数的方法

常规开关电源的功率因数低的根源是整流电路后的滤波电容使输出电压平滑，但却使输入电流变为尖脉冲，如图1所示，而整流电路后面不加滤波电路，仅为电阻性负载时，输入电流即为正弦波，并且与电源电压同相位，功率因数为1。于是功率因数校正电路的基本思想是将整流器与滤波电容隔开，使整流电路由电容性负载变为电阻性负载。在功率因数校正电路中，其隔离型电路如图2所示。基本原理已有很多文献论述，不再赘述。但这种电路结构不能实现输入与输出的电隔离。为此作者经过实践，提出单极正弦波输入电流的与电网隔离型开关电源，及实践中需注意的问题。

图1常规开关电源输入电压与输入电流波形

图2基本隔离型PFC电路

图3无输入滤波电容的反激式变换器

图4采用控制IC的PFC电路

3功率因数为1的开关电源的实现

文献[3]指出，功率因数控制可采用五种控制方式，即：

——恒频电流连续型；

——恒关断时间、电流连续型；

——滞环控制、电流连续型；

——临界电流连续型；

——恒频、固定占空比、电流断续型。

其中恒频、固定占空比、电流断续型适用于本文提出的方法。

将反激式变换器的输入滤波电容去掉，电路如图3所示，则输入电压u为：

u=Um|sinωt|（1）

式中：Um为输入电压峰值。

如果控制方式采用固定占空比方式，则：ip(t)=Um|sinωt|（2）

式中：ip为变压器初级电流；

Lp为变压器初级电感；

ton为开关管导通时间。

显然，式（2）中的ip(t)正比于输入电压瞬时值，即ip(t)的包络线和平滑后的波形均为正弦波半波，反映到整流桥前则为正弦电流（需将谐波分量用滤波器滤除），得到了功率因数为1的结果。当输入电压波动或负载发生变化时，可调节占空比的大小（在一个电源周波内相对不变），稳定输出电压。这样，每个开关周期变压器传输的能量E为：E(t)=Lp(t)·η（3）

式中：E(t)为每个开关周期变压器传输的能量；

ipmax为ip的最大值；

η为变压器效率。

对应的输出功率PO为：PO=2flη(4)

式中：fl为电网频率；

TS为开关周期；

ij为第j个开关周期中的最大电流值，j从TS到1/（2fl）；而ij则为：ij=（5）

式中：D为占空比。

将式（5）代入式（4），并查参考文献[1]整理得：Im=(4PO)/(UDmaxη）（6）

式中：Im为工频半波内变压器初级最大峰值电流。

当Dmax取0.4，η取0.8时，式（6）可简化为：

Im=(8.83PO)/U（7）

很明显，式（7）的结果是常规反激式开关电源

Im′=(2PO)/(DUη)（8）的倍，而电感量则是相同的。因此本文提出的功率因数为1的开关稳压电源的开关管，输出整流二极管和开关变压器的额定值均较常规反激式开关电源的大。

电路实现上可采用普通的电压型控制的IC，如SG3524、SG3525A、TL494、MC34060等，电路简单廉价。由于是单端反激式，故只用一路输出，也可用同一IC控制两个变换器并联输出。控制方式采用初级控制型较为方便，或省掉辅助电源和驱动变压器。原理框图如图4所示。需注意的是控制电路不能采用电流型的IC。

4变压器的设计本文提出的电路属恒频反激式开关电源，因此其变压器的设计可参考文献[2]。不同之处在于其中的E变为U，因此原Im和Np的公式应该为：Im=（9）

Np=（10）

式中：Np为变压器初级匝数；

Ae为变压器有效截面积；

ΔBm为最大磁感应强度；

Umin为最低输入整流的电压。

5存在的问题及解决方法

本文提出的电路由于将输入滤波电容取消，故得到高的功率因数，但由于同时输入滤波电容的储能作用也消失，使交流电压脉动输入直接影响输出，使输出端产生较大的工频纹波。经理论分析与实际测试表明，即使输出滤波电容达2100μF/A，其输出电压的工频纹波也约为1VPP（电压峰峰值）。这样的纹波对大多数负载是不允许的。欲降低纹波，可采用高容量储能电解电容器与高频电解电容器相结合的方法，但高容量储能电解电容仅有低额定电压，而且ESR（串联等效电阻）相对较大，仅可用于5V输出的情况。对于48V输出的电源，作者认为可采用超低压差线性稳压电路解决。目前作者做的超低压差线性稳压电路在10A时的最低输入输出压差仅为0.2V，大电流输出时也为同一数值。这样在48V输出时，即使工频纹波达2VPP，则超低压差线性稳压电路的平均压差仅1.1V，功耗为1.1W/A，附加损耗约为2％，低于功率因数校正电路。由于超低压差稳压方式的调整管功耗甚小，故可靠性极高。因此，可以说，对整个电源的可靠性影响极小。超低压差线性稳压电路见参考文献[3]。还可以采用输出端并蓄电池，吸收工频纹波电压，如输配电系统的操作电源，程控交换机的一次电源。

本文提出的电路存在的第二个问题是交流侧开关频率谐波电流的滤除。本文提出的电路，单机工作时开关频率的谐波分量很大，需在交流侧附加差模滤波器，同时输出电压尖峰可大大减小。功率合成问题已有文献叙述，不再赘述。

第三个问题是控制电路的响应速度。无论功率因数校正电路，还是本文提出的电路，其响应速度均应很慢，才能保证一个电源周波内电流保持正弦波。因此本文提出的电路中误差放大器的滞后校正电容很大，并且反馈电路的时间常数也很大。为防止输出过流，短路对电路产生的损害，电路采用了逐周最大电流限制方式。正常时这部分不起作用，只有过流后才起作用。由于是不正常状态，此时的输入电流不再是正弦波。