MAX2900-MAX2904为单片200mW发射机，设计用于868MHz/915MHz频段。每款芯片内部集成了基带伪随机(PN)序列低通滤波器、发射调制器、功放和射频VCO。MAX2900, MAX2901和MAX2903也包括一个完整的频率合成器，允许这些器件作为完整的射频发射机解决方案。MAX2902和MAX2904则设计为与外部的频率合成器结合使用，为频率规划和信道设置提供最大灵活性。

选择频率合成器芯片时，第一步是决定使用整数N还是分数N型频率合成器。设计良好的Σ-Δ分数N频率合成器能够在相位噪声、PLL锁定时间和鉴相噪声抑制方面提供优异的性能。虽然分数N频率合成器的成本不断降低，但整数N频率合成器芯片仍然提供价格更低廉的解决方案。理解性能参数如何折衷将会有助于在使用何种频率合成器中做出正确的决定。

鉴相频率
将MAX2902与外部分数N频率合成器结合使用相对于与整数N频率合成器结合使用的一个主要区别便是可以使用更高的鉴相频率(FCOMP)，同时保持同样或者在许多应用中更小的频率分辨率或者步进(FSTEP)。在整数N频率合成器中步进频率与鉴相频率相同。然而在分数N频率合成器中，步进频率与鉴相频率相关，其关系为，FSTEP = FCOMP/2BITS这里BITS为频率合成器的分数位数。

高的鉴相频率能够极大地减少本振(LO)信号的带内相位噪声。相位噪声正比于频率合成器中主分频器值(N)。提高鉴相频率，同样的射频频率只需要较小的N值，因而降低了分频器的噪声贡献。相位噪声的减少量可以根据下式计算：

环路带宽
当频率合成器鉴相频率增加时，可以使用更宽的环路带宽，同时没有恶化鉴相噪声的抑制性能。当鉴相频率的增加时，鉴相噪声被推到远处，允许环路滤波器的3dB点搬移到远处，同时仍然保持对参考杂散的充分抑制。

增加环路带宽的优点是锁定时间更短。锁定时间反比于环路滤波器的截止频率，因而增加环路带宽可以缩短PLL的锁定时间。在许多应用中锁定时间是关键参数，具有宽的环路带宽的分数N频率合成器非常重要。

增加环路带宽的缺点是鉴相器噪声在更宽的带宽内积分。相位噪声在环路滤波器截止频率内为常量，在此之外便开始滚降。因而，当环路滤波器拐角频率往更远处搬移时，根据公式，ΔIntegrated Noise = 10 x log(F2/F1) LO信号的积分相位误差也会增加，在式子中F1和F2分别为窄和宽的环路带宽。

注意耦合
MAX2902具有片内集成的功放，能够输出高达+23.5dBm (典型值)。这样大的功率值很容易使调制的射频输出信号耦合到MAX2902与频率合成器芯片之间VCO的布线上。仔细考虑布线和接地将有助于减少耦合，但由于布局空间大小的约束通常很难完全消除耦合的影响。VCO线上的干扰信号会导致MAX2902的LO相位噪声性能恶化。环路带宽越宽，射频耦合对电路的影响越小，因为闭环会衰减耦合噪声。但是前面已经提到，宽的环路带宽会增加系统的积分相位误差。

应用例子
本篇笔记提供两个例子。第一个例子使用整数N频率合成器结构，而第二个则使用分数N频率合成器结构。 使用的是同一个的频率合成器芯片中的整数和分数两个模式，用于说明MAX2902在闭环中的典型性能。两种配置的设置参数在下面与相位噪声特性图一起列出。两种配置根据频率合成器总体要求提供可行的现实世界解决方案。

使用的分数N频率合成器具有4比特的分数位数，能够提供模16的分数量。这允许鉴相频率大于整数型中的8倍，同时提供小于50%的步进频率间隔。如果使用模数更大的分数频率合成器，这个差别会更大。

从相位噪声曲线图上可以看到，带内相位噪声的差为(-73.00 - -82.83) = 9.83dB。这个值非常接近于基于不同N分频值的计算公式的理论差值10 * log (5856/732) = 9.03dB。因而分数频率合成器改善了带内相位噪声。然而，当计算积分相位误差时，整数和分数两种方法所得到的积分相位误差值分别收敛于-29dBc和-30dBc。在使用分数频率合成器的例子中，宽的环路带宽虽然失去了初始相位噪声的优点，却改善了PLL约5倍的锁定时间。

结论
MAX2902是一款高度集成的发射机芯片，可与整数N或者分数N频率合成器结合以构建完整的发射机解决方案。当挑选使用何种频率合成器与MAX2902配合使用时，首先要理解和评估主要的性能指标和它们之间的折衷。相位噪声、锁定时间、信道间隔和成本也都会随频率合成器方案的不同而不同。