0 引 言

　　升压变换器是最常用的一种变换器，随着新能源的推广，由于太阳能、燃料电池、蓄电池等输入源具有输入电压较低的特性，升压变换器成为不可或缺的关键部件。常用的非隔离Boost" title="Boost">Boost升压变换器，在高输出电压场合，由于寄生参数的影响不可能达到很高的输入输出电压比。而另一种升压电路是隔离升压电路，例如正激、反激电路。隔离升压电路中必须用到的变压器通常具有隔离、变压的功能，在那些不需要隔离或体积要求较小的应用场合，通过变压器升压就很难满足要求，另外变压器漏感引起的一系列问题，比如开关电压过冲，EMI等，常常对电源本身及周围设备带来安全隐患。

　　为了克服常用升压变换器在大功率、高输入输出变比等场合应用的限制，本文研究分析了一种新的电路拓扑结构及其工作方式，并对其进行了仿真验证。

　　1 工作原理

　　下面分析Boost电路存在的不足，在理想情况下：

　　M(D)=U0Uin= 11-D(1)根据式(1)，在一定的输入电压下，理论上可以产生任意高于输入电压的输出电压。而实际情况中，由于电感、二极管、开关管都会产生一定的损耗，这些损耗可以等效为一个与电感串联的电阻RL，如图1所示：

图1 Boost等效电路图

　　此时根据磁平衡原理：

　　由式(2)、(3)可得：

　　根据式(4)，在不同的RL/R 情况下，M(D)如图2所示。由此可见，在实际电路中，Boost电路升压比有限制极限，输出电压一般能达到输入电压的4～5倍。在大功率应用环境中，由于损耗严重，升压比反而更低。

　　为了克服上述非隔离升压电路的不足，本文研究的升压变换器如图3所示，它由交错并联Boost电路与电容串联组合而成。

占空比" title="占空比">占空比关系曲线图" border="0" height="266" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/257ad1f8-944f-42d4-8e7e-ecdf1d95472c.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 331px; HEIGHT: 266px" width="331" />

图2 升压比与占空比关系曲线图

图3 高升压比交错并联Boost电路结构图

　　在电感电流连续模式下，当占空比大于0。5时，系统工作原理时序如图4所示，PS1、PS2分别为开关管S1、S2的驱动脉冲。ID1、ID2分别为流过续流二极管D1、D2的电流。

波形图" title="波形图">波形图" border="0" height="897" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/4e262d73-4948-4834-aae9-4385ffb10864.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 384px; HEIGHT: 897px" width="384" />

图4 系统工作波形图

　　在一个周期内系统工作状态如下：

　　[t0～t1]阶段，S1、S2同时导通" title="导通">导通。输入电流流过电感与开关管，所有的二极管电流为零，电感储存能量，如图5所示。

图5 [t0～t1]阶段电路工作图

　　[t1～t2]阶段，S1导通、S2关断" title="关断">关断。电感L2储存的能量通过D4、D2释放给C1、Co，如图6所示。此时C1、C2通过D4串联，同时与Co通过D2并联，输出电压等于C1或C2两端电压的两倍。

图6　[t1～t2]阶段电路工作图

　　[t2～t3]阶段，S1、S2同时导通。系统状态与[t0～t1]阶段相同。

　　[t3～t4]阶段，S1关断、S2导通。电感L1储存的能量通过D3、D1释放给C2、Co，如图7所示。此时C1、C2通过D3串联，同时与Co通过D1并联，L2继续导通并储存能量。

图7 [t3～t4]阶段电路工作图

　　在电感电流连续模式下，占空比大于0。5时，设L1=L2=L，C1=C2=C，UC1=UC2=U，由磁链守恒得：

　　根据式(5)可得：

　　输出电压U0等于UC1与UC2之和：

　　由式(7)可见，在相同占空比的条件下，采用本文所述电路结构的升压比比采用传统Boost电路的升压比提高了两倍。

　　在电感电流连续模式下，占空比小于0。5时，开关管S1、S2的驱动脉冲如图8所示。

图8 占空比小于0.5时，开关管S1、S2的驱动脉冲

　　在一个周期内系统的工作状态如下：

　　[t0～t1]阶段，开关管S1导通S2关断。电感L2储存的能量通过D4、D2释放给C1、C0，这时电路工作状态与图6所示相同，且C1、C2通过D4串联，同时与Co通过D2并联，输出电压等于C1或C2两端电压的两倍。

　　[t1～t2]阶段，开关管S1、S2同时关断。电感电流分别通过C1、D1与C2、D2向负载放电，如图9所示。

图9 S1、S2同时关断时工作原理图

　　[t2～t3]阶段，S1关断、S2导通。电感L1储存的能量通过D3、D1释放给C2、Co，这时电路工作状态与图7所示相同，且C1、C2通过D3串联，同时与Co通过D1并联，电感L2继续导通并储存能量。

　　[t3～t4]阶段，开关管S1、S2同时关断，系统状态与[t1～t2]阶段相同。

　　在电感电流连续模式下，占空比小于0.5时，设L1=L2=L，C1=C2=C，UC1=UC2=U，UCo=Uo，根据以上状态分析，在[t0～t1]时间段内，电感L1两端电压为Uin，在[t2～t3]时间段内，电感L1两端电压为UC2-Uin，在[t3～t4]与[t2～t3]时间段内，电感L1两端电压为UCo-UC1-Uin，由磁链守恒得：

　　根据式(8)、(9)可得：

　　输出电压Uo为UC1与UC2之和：

　　因此，在电感电流连续的状态下，无论占空比大于还是小于0.5，输出电压与输入电压关系都满足式(11)。

　　2 仿真验证

　　为了分析验证上述电路的工作原理，本文选用PSIM 软件进行仿真。电路参数选择如下：Uin=25V，Uo=200 V，L1=L2=200μH，C1=C2=Co=200μF，开关频率为50 kHz，输出功率为1 000 W。电感、电容的参数大小由式(12)、(13)、(14)确定。

　　式中，ΔlL1为电感L1的电流纹波。

　　式中，ΔUC1为电容C1的电压纹波，Iin为输入电流。

　　ΔUo为输出电压的纹波。

　　下文的仿真实验验证了本文所分析的电路工作原理。图10所示为稳态下开关管S1、S2的驱动波形，从图中可以看出占空比为0.75，输入电压与输出电压的关系为：

图10

　　图11、12所示为开关管电流IS1、IS2与二极管电流ID3、ID4的波形图。由图可见仿真波形与图4所示的开关管、二极管理论分析波形一致，验证了理论分析的正确性。图13、图14为输入电感L1、L2和输出电压Uo波形图。由公式(12)、(14)可得，理论电感电流、输出电压纹波分别为1.875 A、0.125 V。

图11　开关管S1、S2电流波形图      图12 二极管D3、D4电流波形图

图13　电感L1、L3电流波形图                  图14　输出电压波形图

　　3 结 论

　　本文详细分析了非隔离Boost电路的升压比受到限制的原因，研究了一种高升压比交错并联Boost电路拓扑结构。此电路结构可以在不采用变压器的条件下，有效地提高输入输出电压比。文中主要对电路的工作过程和其主要参数进行了分析研究，并由仿真实验对其进行了验证。通过分析可知，采用该电路结构比采用普通Boost电路，升压比提高了2倍，极大地扩大了非隔离式Boost电路的应用范围。