随着无线通信技术和射频电路技术的发展，人们对大容量无线通信系统的需求越来越大，对射频和通信电路的性能要求也越来越高。低噪声放大器作为无线通信系统接收电路的第一级，其噪声系数、增益和线性度都非常直接地影响着系统的整体性能[1,2]。尤其是噪声系数，系统的噪声主要由低噪声放大器决定，因此越来越高的接收机灵敏度要求低噪放的噪声越来越小[3,4]。
    常用的超低噪声管大多为场效应管，通常需要正负双电源供电。栅源间的负压对工作点的选取影响很大，为了保护晶体管不烧毁，还需另外加保护电路。所以很多时候都采用单电源供电的自偏置电路。
    但在C波段及以上频率，贴片电容并不是理想电容，其等效模型是引线电阻和引线电感与电容的串联模型，因而用它来做自偏置的旁路时并不是理想的交流接地[5,6]。
    本文分析了贴片电容用在自偏置旁路时所带来的稳定性和性能的恶化。为了避免上述影响，对自偏置电路进行了改进，并将改进的自偏置电路的6 GHz~9 GHz低噪放作为验证，实验数据与分析结果取得了良好的吻合。
1 自偏置电路的设计与改进
1.1 自偏置电路原理
    图1所示为一种场效应管的自偏置电路，其电路结构较为简单。FET管的栅极通过一个大电感直流到地。
    漏电流ID流过RS时产生一个小的电压VS，于是晶体管的栅源间就存在了一个负压。源极的旁路电容CS则使交流到地。

    根据手册给出的I_V曲线，可以知道栅源电压和漏源电压、电流，从而确定偏置电阻阻值。源极旁路电容的选择对电路的交流性能有着很大的影响。理论上，旁路的电容应该越大越好，但是电容越大往往等效串联电阻也大，对噪声的恶化也很大。
1.2 电容模型
    电容模型中等效串联电阻(ESR)是设计射频电路时不可忽略的重要因素之一。ESR的来源是介质损耗、电极和终端金属材料的损耗。在几赫兹到几千赫兹的低频下，ESR主要来自于介质损耗；在射频下，ESR则主要来自电极和终端的金属损耗。由于金属的趋肤效应，这种损耗在射频下变得很严重，并以与频率平方根成正比的方式增长。
    贴片电容由于封装产生了寄生电感和电阻，其等效模型如图2所示。

    源极的旁路电容一般比较大，因此其寄生串联电感和等效串联电阻也比较大。在贴片电容做源极旁路电容时，其寄生参数(电感、ESR)在交流通路上，产生了反馈，从而恶化噪声和增益指标。
    利用射频仿真软件对自偏置供电的晶体管FHX13LG进行噪声参数的仿真扫描。采用100 pF电容作为源极旁路，贴片电容的寄生效应使得最小噪声在高频段产生了明显的恶化，如图3所示。其中，实线为理想电容接地效果，虚线为100 pF贴片电容模型接地的效果。

1.3 自偏置电路的改进
    为了避免反馈的引入，需要采用寄生参数更小的电容。相对于贴片电容而言，高频单层芯片电容的寄生参数要小很多，自谐振频率和应用频率也高得多，所以在此选用ATC公司的100 pF单层芯片电容。但芯片电容的焊点分布于电容顶部和底部。与贴片电容相比，焊接装配很难下手。通常的思路是用几根18 μm的金丝连接，但在C波段及以上频率,金丝引入了额外的电感量，并不是理想的电容接地。因此源极管脚和地之间的垂直关系非常适合内埋式的装配连接方式。
    在本文的自偏置改进结构中采用内埋工艺实现了较为良好的射频接地效果。为了避免射频电流流过两个源极节点时产生不对称，本文在两个源极管脚的下方均挖出了一个略宽于管脚的方形凹槽，分别埋入两颗单层电容。焊接时，首先要用导电胶将单层电容底部粘在腔体上,保证良好接地,并在120°高温环境下烘干；然后把管脚与电容顶部粘在一起，仍然需要高温烘干。最后在最上层粘好偏置电阻并高温烘干。完成上述工作后，芯片电容恰当地将FET管源极管脚连接到腔体上，以实现良好的射频接地。并且源极管脚和其他管脚、微带电路都在同一平面内，整个工艺实现过程如图4所示。

2 低噪声放大器的设计
    为了验证对自偏置电路的改进,本文设计了6 GHz~9 GHz的一个单级低噪声放大器,以较低的噪声系数为设计目标，采用普通自偏置和改进的自偏置电路进行比较。在此,选用富士通公司的FHX13LG超低噪声的HEMT管来搭建电路。该HEMT管的偏置点为:漏源电压2 V,漏电流10 mA。根据其提供的I_V曲线，栅源电压为-0.4 V时，漏电流大约10 mA。因此，RS选择43Ω电阻，并联一个大电容。RD选为260Ω电阻。
 
    计算表明，K因子并不在全频段都大于1，因此在漏极加电线路上串联一个小电阻作为稳定措施。
    根据管子的噪声参数,设计合理的噪声匹配电路。本设计采用了T型微带线匹配电路，兼顾了带宽和复杂度。利用ADS的优化功能，得到了较为满意的噪声、增益指标。仿真结果如图5所示。

    从仿真结果可以看出，低噪声放大器电路在绝对稳定的情况下，噪声系数小于0.73 dB，增益为12 dB左右，输出驻波小于2，达到了设计要求。
    为了验证改进效果,将其中的理想电容替换为100 pF贴片电容。本设计使用ATC公司提供的电容模型，并选用0603封装。优化后的仿真结果如图6所示。
    从图6看到，电容模型的加入使得仿真结果显示出了增益和噪声恶化。这是由于电容、ESR和等效电感在晶体管的源极引入了反馈，不仅使增益降低，更严重恶化了噪声指标。这也就意味着通过贴片电容做旁路的自偏置方案在射频的高频段是不可取的。
3 实验结果
    为了验证改进的自偏置电路效果，本文设计了采用改进自偏置下的低噪放版图。在Rogers5880介质板上制作了电路实物，并加工了屏蔽盒。将改进的自偏置低噪放基片装到腔体中后，漏极缓慢加电，并调节管子的静态工作点,使其工作在漏源电压2 V,漏电流10 mA附近。通过修改输出端的匹配微带线,优化增益和输出驻波。改进的低噪放电路和测试曲线如图7所示。

图7 实物及测试曲线图

     从图7可以看到，噪声指标与仿真结果具有相似的曲线，在6 GHz~9 GHz频段内均小于1.2。为了更好地验证改进自偏置的结构优势，非改进自偏置的低噪放也投版制作出来，二者的噪声测试曲线如图8所示。虚线表示未改进的自偏置低噪放电路的噪声指标，由于使用了寄生参数较大的贴片电容，噪声指标很差；而改用单层电容并采用内埋工艺装配的改进自偏置低噪放使噪声系数平均下降了0.4 dB左右。

    自谐振频率和等效串联电阻的影响使得贴片电容的微波特性在C波段以上频率变得不理想。在放大器自偏置电路的旁路作用中引入不可忽略的反馈，从而对增益和噪声都产生较大恶化。本文分析了电容不理想性给自偏置的射频低噪放设计带来的不利影响，并提出了改进方案，理论和实测数据都验证了改进方案的可行性。
参考文献
[1] 王昆，魏建让，傅君眉. 基于PHEMT管的L波段LNA设计和实现[J]. 电子设计应用, 2003(10):36-38.
[2] 谢涛, 周以国, 郭俊栋. X波段宽带低噪声放大器设计[J].中国科学院研究生院学报,2008,25(3),408-412.
[3] 魏源, 王志功, 李芹. S波段雷达接收机前端低噪声放大器[J].电子工程师,2008,34(2):35-38.
[4] 简六平, 刘兴, 李文成. 无线应用中的低噪声放大器设计与分析[J].信息技术,2008,32(8):74-76.
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