一种带曲率补偿的基准及过温保护电路
2009-02-06
作者：徐 伟，冯全源
摘 要： 介绍了一种低温漂的BiCMOS带隙基准电压源及过温保护电路。采用Brokaw带隙基准核结构，通过二阶曲率补偿技术，设计了一种在-40℃～+160℃的温度变化范围内温度系数为25ppm/K、输出电压为1.2±0.000 5V的带隙基准电压源电路。电源电压抑制比典型情况下为72dB。这种用于内部集成的带热滞回功能的过温保护电路，过温关断阈值温度为160℃，温度降低，安全开启阈值温度140℃，设计的热滞回差很好地防止了热振荡现象。
关键词： Brokaw带隙基准；温度曲率补偿；过温保护；热滞回
在集成电路设计中，如电源管理芯片、A/D或D/A转换器，都要求片内集成高精度电压基准源。由于带隙基准电压源能够实现高电源抑制比(PSRR)和低温度系数，这种电路结构是目前各种基准电压源电路中性能最佳的拓扑形式[1-2]。考虑到在一些高精度应用场合对温度系数的要求非常高，故在本设计中考虑了以简单方式实现温度特性的二阶曲率补偿。
另外，在功率集成电路中，电路耗散的功率大，聚集的热量会使芯片的温度升高，因此必须设置过温保护电路(OTP)。芯片温度超过允许值时，保护电路自动将功率通路切断，直至温度下降至安全工作区，电路才能重新开始工作[3]。本文首先提出了一种无需运算放大器的Brokaw结构基准电路，分析其工作过程和原理，同时对温度特性的二阶曲率补偿原理和电路实现作了分析；然后介绍一种带热滞回功能的过温保护电路。最后给出了本设计基于UMC 0.6μm BCD工艺在Hspice环境下的仿真分析结果。
1 带隙基准基本原理
带隙基准源是根据硅材料的带隙电压与电源电压和温度无关的特性，通过电阻网络将热电压VT放大K倍，利用VT的正温度系数（室温下，
）与双极型晶体管(BJT)基-射极电压VBE的负温度系数（室温下，
）相互抵消，实现与温度无关的基准电压[1]。适当选择放大倍数K，使两个电压的温度系数完全抵消，即可得到在某一温度下具有零温度系数的基准电压VREF=VBE+KVT。
如图1热电压VT一般由两个集电极电流相等而发射极面积不同的晶体管基-射极电压之差ΔVBE提供。假设Q1和Q2为两个同质晶体管，Q2的发射极面积是Q1的发射极面积的N倍，则有ΔVBE=VBE2-VBE1=VTlnN。
带隙基准源的误差主要由运放的输入失调、有限增益和电流镜失配等因素引起[2-3]。而这些因素最终都导致两个晶体管集电极电流不相等，从而给基准电压带来误差。图1中利用理想高增益运放构成的深度负反馈结构使得集电极电流I1和I2始终相等，维持运放两输入端电压相等，实现稳定的基准输出。实际中，由于器件不对称性，运放的输入失调电压VOS总是存在的，输入失调电压对基准输出的影响可以表示为：
式中，V-为运放反相端电压，VOS本身还是温度的函数，受温度影响的误差也将进一步被引入到基准电压。此外，由于运放的电源电压抑制比有限，电源电压波动也会对基准电压输出产生较大影响。基于以上考虑，在此提出一种带曲率补偿无运放的Brokaw基准电压源。该结构由电流镜实现电流匹配，并且带隙核心电路可以很好地和电源电压相隔离，减小电源电压波动造成的影响。
2 电路结构设计
图2所示为完整的带隙基准和过温保护电路。主要包括四个部分：基准启动电路；Brokaw带隙基准核；曲率补偿电路；热关断及滞回电路。
2.1 Brokaw带隙基准电路
Brokaw带隙基准电压源[4]是1974年由A.Paul Brokaw在Widlar带隙基准电压源的基础上提出来的。与Widlar带隙基准电压源相比较而言，Brokaw基准可以产生两倍的PTAT电流，减小了Q1和Q2大的发射区面积比所带来的器件失配，具有更好的电压温度特性。有别于传统的带运放的Brokaw带隙基准，本设计直接采用电流镜MP1、QP2、QP3使得流过QN2、QN3的集电极电流相等。QN3的有效发射区面积是QN2的8倍。所以基准输出电压为：
调节式(2)中的电阻比值即可得到近似零温度系数的基准输出。图2中，MP1既可以起到电流镜像的作用，同时，还将带隙核与电源电压相隔离，增大电源电压抑制比(PSRR)。C1的作用是将电源电压经过QN5耦合到QN2集电极的小信号纹波滤除。由于其他节点的寄生电容非常小，环路主极点可以近似由C1和QP1基极串入的等效阻抗决定。该单极点系统具有相位裕度大的优点。QN9的基极和QN5射极相连使得QN3、QP3、QN5形成一个闭合的负反馈环路，以稳定VREF输出电压。由于除了基准输出VREF以外，系统还需求一个0.925V的比较阈值基准电压，如图2电压VTH1由VREF经过R6、R7分压得到。
2.2 二阶曲率补偿
一般在简单的带隙基准电压源中，温度补偿只采用一阶的。但实际中，特别是在要求温度跨度范围比较大的应用中，要保证整个温度范围内温度特性都比较好，二阶曲率补偿就显得尤为重要。因为BJT的VBE电压与温度的关系不是线性的，根据参考文献[5]
式中，VBG0是在温度为0K时外推得到的PN结二极管电压，T是绝对温度，T0是参考温度，VBE0是在温度为T0时的发射结电压，η是与工艺有关且与温度无关的常数，α的值与集电极电流IC的温度特性有关(当IC是与温度成正比的PTAT电流时，α=0；当IC与温度无关时，α=1)。由式(3)可知，VBE中与温度相关的非线性项为TlnT。将式(3)按泰勒级数展开为：
式中，a0～an为常数。可见，传统的带隙基准电路只消除了VBE中与温度相关的一次项，因此使输出具有高阶的温度相关性。要降低输出电压的温度系数，就需要对VBE中与温度相关的非线性项进行补偿。本设计中采用了一种简单有效的曲率补偿方式，具有器件少、占用面积小、补偿效果明显、适于工程实现等优点。图2中QN4和R5的作用就是在高温时对基准输出进行二阶曲率补偿。一般的带隙基准输出电压的温度特性是一个开口向下的二次抛物线波形，在高温时它会随着温度的升高而急剧下降。一般情况下最高温度要求为85℃，此时基准输出电压降低得不是很多，能够满足要求，但在本设计中过热保护的门限温度较高(160℃)，要求此时基准输出电压仍能满足要求，所以这里就需要对基准的高温特性作改进。当温度较低时，R3上的压降较小，使得QN4没有电流流过。随着温度升高，R3上的PTAT压降也会升高，在某一门限值处QN4开始导通，它的发射极电流作用在R4上，使基准电压在高温时抬高，以此来修正其二阶系数。R5的射极衰减作用是将QN4的射极电流限定在一个合适的值，如果补偿电流过大，在160℃附近的基准输出电压就会过高。
2.3 启动电路
为了避免基准电路在电源上电后始终保持在初始零电流状态，需要设计启动电路来摆脱初始的“简并”偏置点，迅速建立在稳定工作点上[6]。图2中QN1和R1组成了基准的启动电路。QN1的基极外接基准使能信号REF_EN，当该信号变高为有效时，基准建立之初流过R1的电流很小，所以MP1、MP2、MP3的栅极都被拉低，使得有电流流过这三条支路，摆脱了零电流的初始状态，基准迅速建立。基准电压正常后流过R1的电流增大，QN1基-射极电压降低，流过QN1的电流减小，启动过程完成。
2.4 过温保护电路
在输出负载电流变大等情况下可能使得芯片内部温度激增，需要设计过温保护电路。同时，在过温保护阈值点附近可能出现反复关断开启的热振荡现象，需要过温保护电路具有热滞回（Thermal Threshold Hysteresis）功能[1]。系统对过温保护功能模块提出的要求是：当内部温度高于160℃时，过温保护电路输出信号OTP-OUT由高电平跳变为低电平，关断芯片内其他模块，防止过温烧毁；当温度降至低于160℃后OTP-OUT不会迅速变高，而是要经过20℃的滞回量，在低于140℃后过温保护中止，OTP-OUT变为高电平，芯片恢复正常工作。设计滞回量的目的就是要防止在过温阈值附近出现的热振荡现象。如图2的过温关断和滞回电路部分。MP2、MP3为整个过热保护电路提供偏置电流，C2作为反相器链输入滤波电容能够减小QN8集电极电压波动对输出的影响，二极管连接的QN6是为QN7的基-射极钳制一个适当的电压，使得QN7能够充分导通，MP4可以加速反相器INV2的导通。当芯片温度低于160℃时，QN7、RT1、RT2支路偏置的QN8基极电压小于其导通阈值VBEON(QN8)，QN8处于关断状态，QN8的集电极电压为高，经过二级反相器后OTP_OUT输出为高电平，表示工作温度正常。OTP_OUT反馈回来控制MN1栅极，此时MN1导通，RT3被短路。忽略MN1的导通电阻，QN8的基极电压可近似表示为：
式中，ID为QN7的集电极电流。
当芯片温度高于160℃时，由于QN8的基-射极电压为负温度系数，此时，VB(normal)>VBEON(QN8)，QN8导通，集电极被拉低，OTP_OUT输出变低，MN1关断，由此，QN8基极电压变为：
可见，VB(off)>VB(normal)，即当温度升高到关断温度后，QN8基极电压升高，需要更大的VBEON(QN8)才能关断QN8。也就是说，由于基-射极电压的负温度特性，需要比160℃更低的温度才能使OTP_OUT输出变为高电平。当温度稍微下降时，由于VB(off)较高，而VBEON(QN8)变化不大，所以QN8继续导通。在消除导致芯片过热因素后，芯片温度下降到足够低，此时VBEON(QN8)相对较高，VB(off)已经不足以使QN8导通，截止后的QN8集电极输出为高，电路恢复正常工作。这种利用关断前后的电压差值以及BJT基-射极电压负温度系数特性的滞回电路很好地防止了热振荡。根据设计要求，电路在温度高于160℃时关断，下降到140℃时恢复工作，通过调节分压电阻的比值即可设置精确的电压阈值。根据以上分析可以得到以下关系：
3 仿真结果与讨论
本设计基于UMC 0.6μm_5V_30V_2P2M_P_SUB BCD工艺，采用Hspice仿真分析。
图3 为带隙基准在电源电压为2.5V、4.5V、6V下的温度特性，在-40℃～+160℃宽范围内，相对温度系数约25ppm/K。可以从图上看到温度曲线在高温时的补偿效果，在整个温度范围内基准中心值保持在设计要求值。
图4 为随电源电压变化特性，室温下，在2.5V～6V范围，输出基准电压1.2±0.000 5V。电源电压抑制比(PSRR)在典型电源电压4.5V条件下为72.2dB。
图5为基准启动过程，随着电源电压增高，当达到最低启动电压后，基准输出迅速建立，如图建立时间约2.5μs。图6表示过温保护效果，图6(a)扫描温度从-40℃到+170℃，过温关断(otp_out由高变低)阈值为160℃，图6(b)扫描温度从+170℃到-40℃，滞回开启（otp_out由低变高）阈值140℃，滞回裕量符合设计要求，关断开启迅速。所有条件下仿真结果表明，阈值温度变化范围为1℃。
本文设计实现的这种带曲率补偿的基准和过温保护电路，利用简单的二阶曲率补偿方式，基准电压在整个宽温度范围内都能稳定。过温保护模块固有的滞回裕量可以很好地防止热振荡，同时可以保证高的温度灵敏度。在UMC 0.6μm BCD工艺下仿真结果表明，与同类宽电源电压、宽温度范围基准电路性能相比，具有结构简单、精度高、低功耗、易于集成等特点，非常适合集成在各类型电源管理芯片中，并已实际应用于一款高压同步BUCK芯片。
参考文献
[1] 朱国军，唐新伟，李肇.一种带热滞回功能的过热保护电路[J].微电子学，2006，36(1)：84-86.
[2] XING Xin Peng，LI Dong Mei，WANG Zhi Hua.A near-1V 10ppm/℃CMOS bandgap reference with curvature
compensation[J].Chinese Journal of Semiconductors，2008，29(1)：24-28.
[3] 朱樟明，杨银堂.一种10-ppm/℃低压CMOS带隙基准电压源设计[J].电路与系统学报.2004，9(4)：118-120.
[4] BROKAW A P.A simple three-termimal IC bandgap reference[J].IEEE J.Solid-State Circuits.1974，9(6)：388-393.
[5] 杨鹏，吴志明，吕坚，等.一种二阶补偿的低压CMOS带隙基准电压源[J].微电子学，2007，37(6)：891-894.
[6] RAZAVI B.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，程军，张瑞智，等译.西安：西安交通大学出版社，2000.
[7] NAGEL M H，FONDERIE M J，MEIJER G G M，et al.Integrated 1V thermal shutdown circuit[J].IEEE Elec Lett，1992，28(10)：969-970.