0 引言
现行的交流变频技术，大多采用电压型的PMW控制方式，并且利用并联于三相逆变桥" title="逆变桥">逆变桥的反馈整流桥进行无功电流的回馈。这种同时进行频与变压的控制而保持气隙磁通恒定的变流方法，不管是用并联或串联电容器进行无功补偿，都会因容性无功功率与频率成正比而无法在较大的频率调节范围内实现充分的无功补偿。异步电动机等感性负载形成的无功电流不仅要增大电源及变配电装置的容量，还必然会在无功能量往复的传递中造成较大的电能浪费。设法克服定子漏感的降压与激磁感抗造成的电流相位滞后及变频中无功电流回馈的问题，对进一步的节能具有较大的实用价值。
1 主回路的接线及其控制方式
采用图1 接线方式构成无回馈" title="无回馈">无回馈交流变频主电路，其中：采用3 只晶闸管与3 只整流管构成三相半控整流桥，或用6只晶闸管构成三相全控整流桥；在三个交流输入端串联L1、L圆和L3 3 只电抗器进行电容桥的限流与滤波；采用C11 与C41、C31 与C61、C51 与C21 三对同容量的电力电容器构成副电容桥，并用T7、T8和T9 3只双向晶闸管与主电容桥联接；采用C1与C4、C3与C6、C5与C2 3 对同容量的电力电容器构成主电容桥，3 个桥路的中点与异步电动机三相定子绕组的3 个末端相联；采用普通晶闸管T1 与T4、T3 与T6、T5 与T2 分别串联成三相逆变桥，3个桥路的中点与三相定子绕组的3个首端相联。主电路的特点是：三相逆变桥与三相主电容桥共同构成三相绕组的变流主电路，并在某一晶闸管导通的瞬间构成一个电容器放电与另一电容器充电的双回路；主、副电容桥用3 只双向晶闸管分别联接其交流端，在触发相位角的移相变化中，可将副电容桥的电容器逐渐并入主电容桥，使总的电容量在50%~100%范围内变化；主副电容器以两两串联形式对直流回路进行电压滤波，还用桥路中点与电机绕组联成回路而进行电流谐振与换流；在逆变桥晶闸管上分别并联的电阻与电容器串联的阻容保护电路，不仅可延缓电压突变而实现对晶闸管的保护，并且还在其反向通流中形成反向电压而保证晶闸管的可靠关断。
逆变桥6 只晶闸管的控制方式是：按照晶闸管T1—T2—T3—T4—T5—T6的顺序依次触发导通循环进行控制，其频率在5耀60 Hz范围内平滑调节。
在3 只双向晶闸管T7、T8 和T9 的触发相角前移或后移控制时，总的电容量相应增大或减少。三相半控或全控整流桥的触发相位角同于常规的控制方式，配合电容桥实现对输出脉波电流幅值的调节。
2 逆变半桥与电容桥组合变流原理
若要使电感线圈的电流快速上升并使其相位前移，有效的办法是动态地施加尖脉冲电压并使容抗值在工频范围接近于感抗值。采用逆变半桥与电容桥组合的变流电路，可在同一桥路的两只晶闸管的交替通流中形成某一电容器放电而另一电容器充电的双重作用于感性绕组的通路。例如在晶闸管T1 导通使绕组Wa 正向通流期间，C1 上储存的电荷经由T1对绕组Wa进行放电，同时经由绕组Wa 对电容器C4 进行充电；在晶闸管T4 触发导通时，C4 上的电压对绕组Wa 形成反向的放电回路，并同时对C1进行充电。这种组合变流方式，利用感性绕组在电流脉波经过幅值后其感应电势变为负值的特点，使充电的电容器电压值从负变正并上升至超过直流回路的电压值；充电至1.3耀2 倍直流电压值的电容器，在切换成放电通路时便以尖脉冲电压对感性绕组进行快速通流，放电电流的第一个半波电流波形近似于正弦波；在两只电容器组合作用的正弦半波电流过零后，通流的晶闸管自然关断。双电容组合通流过程使电容器分别承受直流叠加交流的电压量，也使感性负载的电流在换流时仅需电源提供1/2左右的电流值。
副电容桥及3 只双向晶闸管构成电容量的调节回路，在双向晶闸管T7、T8和T9 的触发相位角前移时，相当于将较大的电容器容量并入了主电容桥，反之在触发相位角后移时，并入的电容量相对减少，直至完全断开。本电路亦可用1耀4 组固态继电器对分为1耀4 组的副电容桥进行分级控制而平衡负载电流。
在逆变桥6 只晶闸管的依次触发导通中，其正向与反向并间隔一定电角度的脉波电流合成为交流电流，并使得定子绕组产生对应的旋转磁势。
本电路采用脉波不变而使间隔改变的调速办法，即在其输出向低频变化时，仅是脉波电流之间的距离相应增大，而电流幅值及脉波宽度的变化较小。在低频运转阶段，正弦半波电流波形之间的宽度要比半波自身的宽度大许多，而旋转电势仍是正、负半波紧连的正弦波，形成了与常规变频方法的不同之处。这种快速升降的脉波电流波形，一方面可减少定子漏抗的降压作用，另一方面在其相位的前移中可避免无功电流回馈而造成的一系列的损耗。
3 双绕组的无回馈逆变与电磁振动控制
在将三相定子绕组分解成末端相联的双绕组时，其6 个绕组的首端对应联接于桥路中点分别串联1 只反向整流管的三相逆变桥的6个输出端上，如图2 所示。
采用双绕组做法，尤其是定子绕组采用单层结构并将同一相两绕组间隔360毅槽电势相角排布时，利用两绕组之间的磁耦合相对减弱的特点，并结合两个绕组首端联接的整流管就可实现无功电流的自回馈。例如在T1导通而对绕组Wa1进行正半波的通流期间，当脉波电流从幅值下降而使电势变为负值时，此负向电势对绕组Wa2与整流管D7 构成电感的放电回路，使绕组Wa1 中储存的电感能量自行转移于绕组Wa2；Wa2在脉波电流下降时，对绕组Wa1及整流管D7进行电感放电而形成感性无功能量的转移过程。这种相互间释放或吸收电感能量的作用是以相互间的磁耦合关系较弱为前提，尤其是控制成组的电磁铁而进行排移性的振动成型时，自回馈效应更为明显。
在双绕组的无回馈变频控制扩展成6耀18 个桥路的逆变桥与主电容桥及副电容桥时，其12耀36 个输出端联接的12耀36 只电磁线圈，便可在依次通流的12耀36 节拍的控制中，使排列成矩阵的电磁铁及弹簧形成排移振动过程。这种由6耀18 对电磁线圈构成的双绕组电路结构，其无功电流经由整流管的自回馈更具有明显的节能效果，并可在LC 的谐振中形成人造石英石薄板振动成型工艺中有较好的致密效果。
0 引言
现行的交流变频技术，大多采用电压型的PMW控制方式，并且利用并联于三相逆变桥的反馈整流桥进行无功电流的回馈。这种同时进行频与变压的控制而保持气隙磁通恒定的变流方法，不管是用并联或串联电容器进行无功补偿，都会因容性无功功率与频率成正比而无法在较大的频率调节范围内实现充分的无功补偿。异步电动机等感性负载形成的无功电流不仅要增大电源及变配电装置的容量，还必然会在无功能量往复的传递中造成较大的电能浪费。设法克服定子漏感的降压与激磁感抗造成的电流相位滞后及变频中无功电流回馈的问题，对进一步的节能具有较大的实用价值。
1 主回路的接线及其控制方式
采用图1 接线方式构成无回馈交流变频主电路，其中：采用3 只晶闸管与3 只整流管构成三相半控整流桥，或用6只晶闸管构成三相全控整流桥；在三个交流输入端串联L1、L圆和L3 3 只电抗器进行电容桥的限流与滤波；采用C11 与C41、C31 与C61、C51 与C21 三对同容量的电力电容器构成副电容桥，并用T7、T8和T9 3只双向晶闸管与主电容桥联接；采用C1与C4、C3与C6、C5与C2 3 对同容量的电力电容器构成主电容桥，3 个桥路的中点与异步电动机三相定子绕组的3 个末端相联；采用普通晶闸管T1 与T4、T3 与T6、T5 与T2 分别串联成三相逆变桥，3个桥路的中点与三相定子绕组的3个首端相联。主电路的特点是：三相逆变桥与三相主电容桥共同构成三相绕组的变流主电路，并在某一晶闸管导通的瞬间构成一个电容器放电与另一电容器充电的双回路；主、副电容桥用3 只双向晶闸管分别联接其交流端，在触发相位角的移相变化中，可将副电容桥的电容器逐渐并入主电容桥，使总的电容量在50%~100%范围内变化；主副电容器以两两串联形式对直流回路进行电压滤波，还用桥路中点与电机绕组联成回路而进行电流谐振与换流；在逆变桥晶闸管上分别并联的电阻与电容器串联的阻容保护电路，不仅可延缓电压突变而实现对晶闸管的保护，并且还在其反向通流中形成反向电压而保证晶闸管的可靠关断。
逆变桥6 只晶闸管的控制方式是：按照晶闸管T1—T2—T3—T4—T5—T6的顺序依次触发导通循环进行控制，其频率在5耀60 Hz范围内平滑调节。
在3 只双向晶闸管T7、T8 和T9 的触发相角前移或后移控制时，总的电容量相应增大或减少。三相半控或全控整流桥的触发相位角同于常规的控制方式，配合电容桥实现对输出脉波电流幅值的调节。
2 逆变半桥与电容桥组合变流原理
若要使电感线圈的电流快速上升并使其相位前移，有效的办法是动态地施加尖脉冲电压并使容抗值在工频范围接近于感抗值。采用逆变半桥与电容桥组合的变流电路，可在同一桥路的两只晶闸管的交替通流中形成某一电容器放电而另一电容器充电的双重作用于感性绕组的通路。例如在晶闸管T1 导通使绕组Wa 正向通流期间，C1 上储存的电荷经由T1对绕组Wa进行放电，同时经由绕组Wa 对电容器C4 进行充电；在晶闸管T4 触发导通时，C4 上的电压对绕组Wa 形成反向的放电回路，并同时对C1进行充电。这种组合变流方式，利用感性绕组在电流脉波经过幅值后其感应电势变为负值的特点，使充电的电容器电压值从负变正并上升至超过直流回路的电压值；充电至1.3耀2 倍直流电压值的电容器，在切换成放电通路时便以尖脉冲电压对感性绕组进行快速通流，放电电流的第一个半波电流波形近似于正弦波；在两只电容器组合作用的正弦半波电流过零后，通流的晶闸管自然关断。双电容组合通流过程使电容器分别承受直流叠加交流的电压量，也使感性负载的电流在换流时仅需电源提供1/2左右的电流值。
副电容桥及3 只双向晶闸管构成电容量的调节回路，在双向晶闸管T7、T8和T9 的触发相位角前移时，相当于将较大的电容器容量并入了主电容桥，反之在触发相位角后移时，并入的电容量相对减少，直至完全断开。本电路亦可用1耀4 组固态继电器对分为1耀4 组的副电容桥进行分级控制而平衡负载电流。
在逆变桥6 只晶闸管的依次触发导通中，其正向与反向并间隔一定电角度的脉波电流合成为交流电流，并使得定子绕组产生对应的旋转磁势。
本电路采用脉波不变而使间隔改变的调速办法，即在其输出向低频变化时，仅是脉波电流之间的距离相应增大，而电流幅值及脉波宽度的变化较小。在低频运转阶段，正弦半波电流波形之间的宽度要比半波自身的宽度大许多，而旋转电势仍是正、负半波紧连的正弦波，形成了与常规变频方法的不同之处。这种快速升降的脉波电流波形，一方面可减少定子漏抗的降压作用，另一方面在其相位的前移中可避免无功电流回馈而造成的一系列的损耗。
3 双绕组的无回馈逆变与电磁振动控制
在将三相定子绕组分解成末端相联的双绕组时，其6 个绕组的首端对应联接于桥路中点分别串联1 只反向整流管的三相逆变桥的6个输出端上，如图2 所示。
采用双绕组做法，尤其是定子绕组采用单层结构并将同一相两绕组间隔360毅槽电势相角排布时，利用两绕组之间的磁耦合相对减弱的特点，并结合两个绕组首端联接的整流管就可实现无功电流的自回馈。例如在T1导通而对绕组Wa1进行正半波的通流期间，当脉波电流从幅值下降而使电势变为负值时，此负向电势对绕组Wa2与整流管D7 构成电感的放电回路，使绕组Wa1 中储存的电感能量自行转移于绕组Wa2；Wa2在脉波电流下降时，对绕组Wa1及整流管D7进行电感放电而形成感性无功能量的转移过程。这种相互间释放或吸收电感能量的作用是以相互间的磁耦合关系较弱为前提，尤其是控制成组的电磁铁而进行排移性的振动成型时，自回馈效应更为明显。
在双绕组的无回馈变频控制扩展成6耀18 个桥路的逆变桥与主电容桥及副电容桥时，其12耀36 个输出端联接的12耀36 只电磁线圈，便可在依次通流的12耀36 节拍的控制中，使排列成矩阵的电磁铁及弹簧形成排移振动过程。这种由6耀18 对电磁线圈构成的双绕组电路结构，其无功电流经由整流管的自回馈更具有明显的节能效果，并可在LC 的谐振中形成人造石英石薄板振动成型工艺中有较好的致密效果。
4 换流回路参数的计算
以图2 的三相逆变桥控制6 个电磁线圈为例初步计算主电路的参数，具体对晶闸管T1控制电磁铁线圈Wa1，并同主电容桥的C1与C4构成的回路进行计算。由于C1和C4构成的两个回路的初始电压值近于相同，因此可将Wa1分解成并联的两路，设电阻与电感分别为R 与L。简化的等值电路如图3所示。根据电工基础的电容充、放原理，并用拉氏变换与反变换，可推导出两个回路的电流方程为
在电磁线圈中实际流过的电流是ic1 与ic4 的合成值，其第一个脉波电流近似为正弦波。在计算异步电动机的换流参数时，要考虑旋转电势影响因素，电容器容量的选择要兼顾电流幅值与谐振角频率两方面的因素。
5 结语
无回馈逆变形成的双电容谐振通流方式，不仅实现了普通晶闸管的关断，还在突发性的电容电压作用中实现了感性绕组的快速通流，从而在电流相位的前移中产生无功功率充分补偿的节电效应。调节副电容桥的容量是保持转速及电流稳定的主导调节方式，并在维持电流幅值及脉波宽度近于恒定的调节中，以增大脉波之间的宽度方式而降低频率。本电路易于制造高电压及大容量的调速装置，也易于变换成6相或18相而扩展应用于其他设备的控制。