超级电容和电池组成的能量管理系统兼顾了超级电容的高功率密度及电池的高能量密度的优点,可以更好地满足电动汽车启动和加速性能的要求,提高电动汽车制动能量的回收效率，增加续驶里程。
1 系统总体概述
    超级电容、电池能量管理系统主要由BLDCM驱动控制器和双向DC-DC电路两部分组成，系统框图如图1所示。

    图1中，L、M1、M2组成双向DC-DC电路，VT1～VT6组成三相逆变器，并采用一个高端负载开关M3，在必要的时候控制母线和蓄电池的通断。蓄电池母线电压Vin=72 V，超级电容额定参数为165 F/48 V, 无刷直流电机参数为72 V/5.5 kW。电机运行时，负载开关M3导通，三相逆变器正常工作，双向DC-DC不工作，系统能量来自蓄电池；电机能量回馈制动时，母线电压高于蓄电池电压，并通过比较器C1信号触发关断负载开关M3，双向DC-DC工作在BUCK状态，超级电容被充电；电机启动或大转矩输出时，双向DC-DC工作在BOOST状态，这种情况一般只持续数十秒。超级电容能量充足时，能保证BOOST输出电压高于母线电压，负载开关M3关断。如果放电时间过长，由于超级电容不具有恒压特性，随着能量的消耗，其端电压会不断降低，对应BOOST电路的输出电压也会相应降低。当输出电压值比母线电压值小时，高端负载开关M3导通，此时由蓄电池单独为系统供电并关断超级电容部分的双向DC-DC电路。

2 系统工作原理及控制策略
2.1 双向DC-DC原理
    本系统采用双向DC-DC变换器的原因：(1)超级电容端电压和蓄电池电压不匹配；(2)超级电容不具有恒压特性，由于与蓄电池电压特性不一致，不能直接将两者并接在一起。系统采用的超级电容额定电压为48 V，蓄电池额定电压为72 V，所以双向DC-DC变换器的低端电压为48 V，高端电压为72 V。由于电压变换范围不大，不需要采用变压器进行电压变换，直接采用PWM斩波即可实现。双向DC-DC结构如图2所示。
    图2中的双向DC-DC变换器本质上由基本的BUCK电路和BOOST电路结合而成[1]，将BUCK电路或者BOOST电路中的功率二极管用功率MOSFET替换即得到图3所示的电路拓扑。根据能量流向的不同，电路工作在BUCK降压模式或BOOST升压模式。
    在BUCK降压模式中，M1管作为开关管使用，驱动信号来自PWM控制芯片；M2管作为二极管使用，且使用的是M2管的寄生体二极管，这时必须通过负压可靠关断M2才能实现电路的可靠运行。设定电路工作在CCM模式，降压模式下等效电路如图3所示。图3中箭头表示为电压、电流的方向，能量从V1流入V2，即超级电容的充电模式。t0～t1时间段表示M1开通，t1～t2时间段表示M1关断。设PWM周期为T，占空比为D，则M1开通时间为DT，M1关断时间为（1-D）T。根据电感伏秒平衡原理，电感L两端伏秒值在一个周期中的平均值为0，则电感一个周期的伏秒平均值可由下式求得：
  

    在BOOST升压模式中，M2管作为开关管使用，驱动信号来自PWM控制芯片；M1管作为二极管使用，且使用的是M1管的寄生体二极管，这时必须通过负压可靠关断M1才能实现电路的可靠运行。设定电路工作在CCM模式，升压模式下等效电路如图4所示。图中箭头表示电压电流的方向，能量从V2流入V1，即超级电容的放电模式。t0～t1时间段表示M2开通，t1～t2时间段表示M2关断。设PWM周期为T，占空比为D，则M2开通时间为DT，M2关断时间为（1-D）T。根据电感伏秒平衡原理，电感L两端伏秒值在一个周期中的平均值为0，则电感一个周期的伏秒平均值可由下式求得：
    

    由于占空比0<D<1，式（2）表明V1>V2，即V2通过PWM斩波得到满足电机工作要求的母线电压V1。
2.2 能量管理系统控制策略及工作模式
2.2.1 设计要求
    电动汽车能量管理系统对安全性有很高的要求，应满足以下条件：
    (1)满足刹车及加速的安全要求，符合驾驶员的习惯。通过找到电子刹车和机械刹车的最佳覆盖区间，在确保安全的前提下，最大限度回收能量，具有能量回收系统的电刹车过程应尽可能地与传统刹车过程相似；在加速过程中，尽可能多释放能量，保证汽车所需要的加速性能。
    (2)考虑能量管理系统及电机的性能，确保超级电容、电感、电机等元件在能量回馈及释放过程中的安全，避免充电、放电电流过大或充电电压过高而损害元件。
2.2.2 控制策略
    (1)能量回馈控制策略
    在满足设计要求(1)的情况下，根据要求(2)的限制值确定最优制动力，使回收能量达到最大，即电流对时间的积分达到最大。为了与平常的刹车习惯相符合，采用电制动操纵与机械制动操纵复用制动踏板。整个制动踏板行程分为两段，第一段行程为电制动控制段，随踏板下行，电制动强度逐渐加强；第二段行程为机械制动控制段，随踏板下行，机械制动强度逐渐加强。
    将各限制因素量化为当前最大允许制动力矩，并以此来限定电机的制动力矩，从而保护系统的正常运行。电制动的限制因素主要来源电机及能量管理系统两个方面，包括电机最大允许制动转矩，电机最大允许制动功率，能量管理系统最大允许充电功率及能量管理系统最大允许充电电流。这些限定因素转化为电机转矩限制的具体策略为：

式中，各物理量均为正值；min()表示取最小值；max()表示取最大值，Pmmax表示电机最大允许制动功率；Pbmax表示能量管理系统最大允许充电功率；Ibmax表示能量管理系统最大允许充电电流；Vb表示当前能量管理系统的端电压。能量管理系统的两个限制因素及端电压为可变量，取系统运行的当前瞬态值，由能量管理系统给出；电机发电效率及当前电机转速为可变量，取电机运行当前瞬态值，由电机控制系统给出。
    (2)能量释放控制策略
    能量释放控制策略的具体描述与能量回馈控制策略类似，将各限制因素量化为当前最大允许驱动力矩，并以此来限定电机的驱动力矩，从而保证系统的正常运行。
3 双向DC-DC控制方法
    双向DC-DC控制方法采用电压、电流双闭环控制[2]，其中电压环是外环，通过TL431和光耦实现对电压的闭环控制；电流环是内环，采用对峰值电流进行闭环控制的方法。峰值电流控制不仅响应速度快，而且具备限流保护功能，可以提高系统的可靠性。峰值电流控制的基本原理如图5所示。图5(a)所示为BUCK模式下峰值电流控制原理，而BOOST模式下峰值电流控制原理与其类似。图中，参考电压Vref与变换器输出电压V(t)相减所得的误差信号经补偿网络放大后作为PWM调制器的调制信号，将电流取样信号is(t)Rf作为载波信号。每个开关周期之初，由时钟脉冲置位RS触发器，开关器件M1导通，之后电感电流逐渐增加，如图5(b)所示。当检测到电流信号is(t)Rf大于调制信号ic(t)Rf时，比较器反转并复位RS触发器，使得功率管开关被关断，电感电流通过续流管续流。图5(b)所示为两种电感、电流增长斜率情况下的PWM占空比变化波形。图中波形表明，当电感、电流增长快（斜率大），即大负载输出时（对超级电容充电而言，是充电初始时刻，电路近于短路状态），电流很快达到峰值，电路也很快进入峰值电流控制状态，表现在PWM输出波形的占空比变小；反之，PWM输出波形占空比变大。

4 双向DC-DC的硬件设计
    本设计中采用双闭环的结构实现电流、电压的控制，控制芯片使用TI公司的UCC3803A。UCC3803A内部的一个误差放大器和电流放大器，可以方便组建电流、电压双闭环。在实际使用中，为了具有更快的响应速度，可略去误差放大器，使用电压调整器TL431和光耦PC817构成电压反馈。电流环通过使用LEM公司的电流传感器LAH 100-P来组建。BUCK控制电路如图6所示，而BOOST控制电路原理与其类似，只是电流方向和开关管的位置有所改变。IS1是来自LEM霍尔电流传感器LAH 100-P输出的电压测量信号，该电流信号进入电流反馈端，即图6中的ISEN端。V48来自功率部分的输出，由于TL431最大只能稳压到36 V，故需要对经典TL431稳压电路进行部分修改，使其能满足48 V稳压要求，故在TL431的3脚(即K极)引入24 V稳压管，TL431的端电压约为24 V，在安全工作区内，能正常起稳压作用。PC817实现电气上的隔离，并通过输出电压Vce稳压，当超级电容电压接近48 V时，PC817输出电流Ic增大，则Vce减小，进入UCC3803的2脚VFB补偿端的信号也会减小，相应地PWM输出占空比也减小；当超级电容电压超过48 V时，UCC3803补偿端1脚拉低，PWM关断，起到过压保护的作用，这时电路将在48 V维持动态平衡。

      本系统目前正在进行实验验证，运行稳定、能量回馈及释放性能良好。

参考文献
[1] 贺益康，潘再平.电力电子技术[M].北京：科学出版社，2004.
[2] 徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京：机械工业出版社，2007.