1 引言

　　高频脉冲交流环节逆变器[1～5]，如图1所示。该电路结构[5]由高频逆变器(推挽式、半桥式、全桥式)、高频变压器、周波变换器(全波式、桥式)构成，具有电路拓扑简洁、双向功率流、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)、变换效率高等优点。

图1 高频脉冲交流环节逆变器电路结构

　　但这类逆变器在采用传统的PWM技术时，周波变换器器件换流将打断高频变压器漏感中连续的电流而造成不可避免的电压过冲。由于这个原因，这类方案都需采用一些缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量。有源电压箝位电路是以增加功率器件数和控制电路的复杂性为代价的，故不十分理想。

　　因此，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，如何解决高频脉冲交流环节逆变器固有的电压过冲问题和实现周波变换器的软换流技术，是高频环节逆变技术的一个研究重点。为此，本文提出和研究了单极性、双极性移相控制策略，可分别使得逆变器功率器件实现ZVS或ZVZCS软开关。

　　2 单极性移相控制原理

　　根据高频逆变器(推挽式、半桥式、全桥式)、周波变换器(全波式、桥式)的组合不同，高频脉冲交流环节逆变器具有6种电路拓扑[5]，其中全桥全波式、全桥桥式电路如图2所示。

图2 全桥全波式和全桥桥式逆变器电路

图3　单极性移相控制原理

　　以全桥全波式高频脉冲交流环节逆变器为例，其单极性移相控制原理，如图3所示。高频逆变器将输入电压Ui调制成双极性三态电压波uEF，周波变换器将此电压波解调为单极性SPWM波uDC，经输出滤波后得到正弦电压uo，周波变换器功率开关在uEF为零期间进行ZVS换流。逆变器右桥臂相对左桥臂存在移相角θ，而且输出滤波器前端电压uDC为单极性SPWM波，故为单极性移相控制。S1与S4、S2与S3之间在一个开关周期Ts内的共同导通时间为

　　Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　(1)

　　当输入电压Ui降低或负载变大时，导致输出电压uo降低，闭环反馈控制使得移相角θ减小、共同导通时间Tcom增大，从而使得输出电压增大。因此，调节移相角θ可实现输出电压的稳定。

实现单极性移相控制的具体方案为：1、将输出电压反馈信号uof与正弦基准电压uref比较放大后得到电压误差放大信号ue1，ue1与载波uc比较后得到信号k1，k1下降沿二分频、反相互补后分别得到功率开关S1、S3的驱动信号;2、将ue1反极性信号ue2与载波uc比较后得到信号k2，k2下降沿二分频、反相互补后分别得到功率开关S2、S4的驱动信号;3、将载波uc下降沿二分频、反相互补后分别得到功率开关S5(S6)、S7(S8)的驱动信号。

　　在逆变器稳态工作且输出滤波电感电流iLf连续时，一个高频开关周期Ts内可分为六个开关状态(以uDC>0时为例)，如图4(a)～(f)所示。图4(a)、(b) 、(d)、(e)和图4 (c)、(f)可分别用图4(g)、(h)所示等效电路表示，其中r为包括变压器漏阻抗、功率开关通态电阻、滤波电感寄生电阻等在内的等效阻抗。

图4 单极性移相控制逆变器开关状态电路及等效电路

　　由于开关频率Fs远大于输出LC滤波器的截止频率和输出电压频率，在一个开关周期内输出电压uo可看成恒定量。图4(g)所示等效电路的状态方程为

　　3 双极性移相控制原理

　　高频脉冲交流环节逆变器双极性移相控制原理(以全桥全波式为例),如图5所示。输出电压反馈信号uof与正弦基准电压uref比较，经PI调节器得到误差放大信号ue，ue分别与极性相反的两个载波信号uc1、uc2比较后，经上升沿二分频，再按输出滤波电流极性选择导通，得到开关S5、S6的驱动信号。开关S7、S8的驱动信号分别与S5、S6的信号反相互补，并且有换流重叠时间(图中未画出)。将载波信号uc1二分频后得到开关S1和S4的驱动信号，反相后得到开关S2和S3的驱动信号。

　　让周波变换器的功率开关S5与S7(S6与S8)之间存在换流重叠导通时间、S5与S6(S7与S8)按滤波电感电流iLf极性选择导通，从而使得该控制方案具有如下优点：1、周波变换器换流重叠期间实现了变压器漏感能量的自然换流，实现了功率器件的零电流开关;2、实现了滤波电感电流的自然续流;3、iLf极性选择信号的引入避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象;4、每个开关周期内两次交流侧的能量回馈实现了逆变桥所有功率器件的零电压开通[5]。

图5 双极性移相控制原理