一款3.5 GHz高效率F类功率放大器的研究与设计
2009-06-29
作者：侯 磊，冯全源，董 宾
摘 要： 根据F类功率放大器的电路结构特点，给出用LC匹配电路设计输出端的三阶谐波抑制网络的方法，设计了一款工作频率为3.5 GHz的F类功率放大器。仿真结果输出功率为37dBm，功率附加效率为68%，谐波失真得到很好抑制，效率得到提高。
关键词： F类功率放大器；谐波抑制；功率附加效率
现代无线移动网络的基站系统在传送信号到移动终端时需消耗大量能量，系统的效率越来越受到重视。特别是作为基站系统末端的功率放大器，开关模式功率放大器相对于传统的线性模式功率放大器能够提供更高的效率。一个具有理想开路和短路终端的F类放大器中，漏端电压和电流波形没有重叠，在没有功率耗散的前提下能够达到100%的效率。
实际电路中，F类功率放大器的效率性能退化取决于功率管的寄生元件[1]（寄生电容，寄生电阻）、非零转换时间、非零Knee电压和有限的匹配网络品质因数等影响。输出端的谐波失真使电压和电流波形产生变形和重叠，严重影响了F 类功率放大器的效率。为此，采用串联LC匹配网络设计功率放大器输出三次谐波抑制，利用并联LC网络将偶次谐波短路到地，有效地提高了F类放大器的输出效率。
1 工作原理
F类功率放大器使用谐波抑制电路对功放管漏端电压或电流中的谐波成分进行控制，调整功放管漏端的电压波形或电流波形，使得它们没有重叠区，减少开关损耗，提高了功率放大器的效率。如图1所示[2]，在漏端的输出匹配电路中，加入谐波抑制网络，滤除漏端的谐波波形干扰。
对漏端谐波失真的有效控制取决于几个方面：
· 功放管输出端寄生电容Cds的影响；
· 非线性实际器件模型在谐波频率的实用性；
· 开关类功率放大电路的结构等[3，4]。
晶体管漏端基频阻抗为：
由式(1)可知，在基频处，晶体管漏端看到的基频阻抗为纯电阻性阻抗Zopt；在高阶偶次谐波频率(阶次n=2，4，6…）处，由于输出端的偶次谐波抑制电路，使从晶体管漏端看到的偶次谐波阻抗为0，实现了偶次谐波信号短路到地的功能；在高阶奇次谐波频率(阶次n=3，5，7…)处，由于输出端的偶次谐波阻抗为无穷大，因此晶体管漏端看到的奇次谐波实现开路的功能。
图2所示为F类功率放大器的一种典型结构，在功放管漏端看到的各高阶奇次谐波阻抗为无穷大，而各高阶偶次谐波阻抗为0，流过开关的电流中仅包含基频频率成分和各高阶偶次谐波成分。在F类电路实现上，只考虑三阶谐波并联谐振网络，对高于三阶的谐波被认为在输出漏端电容处短路，且高于三阶的谐波并联谐振网络增加了无源元件的损耗，对性能提高并不明显[2]。
2 仿真与设计
本文采用0.25 μm的GaAs工艺模型MSFG35010，GaAs功率放大器最大的优点是具有更高的载波移动性，因而可获得比硅更高的特征频率ft和截止频率fmax，并允许在任何特定频率上使用具有更高击穿电压、外形更大的器件。这进而又允许在任何给定的输出功率下使用更高的偏置电压及相应更低的电流。低电流可减少源极和漏极寄生电容，这类寄生电容限定了高工作频率，也给开关模式放大器带来了很大问题。
先对功率管做直流仿真，根据MRFG35010管的datasheet参数及直流仿真图(图3)，取管子在AB类的偏置点，漏端直流供给电压Vds取12 V，栅源电压Vgs取-0.9 V，该晶体管的特征频率为6～7 GHz。仿真结果如图3。
文献[5]、文献[6]阐述了关于F类功放三阶谐波抑制网络的理论设计，本文采用LC并联谐振匹配网络抑制三阶谐波，用LC构成并联谐振网络将其他高阶偶次谐波成分短路到地。
图4为电路输入输出匹配完成后，带有三阶谐波抑制的F类功率放大器的完整电路结构图。图5为电路的散射参量S11。
由图6可知，三阶谐波信号被很好地抑制，但是由于电路中没有五阶谐波抑制，所以在表1中可以看到五阶谐波的影响仍然很大。
电路的谐波仿真得到输入功率与输出功率的关系图。由图7可知，在射频源功率为28 dBm时的输出功率为37 dBm。
F类功率放大器测试中，漏极效率是一项重要的技术指标，但是漏极效率只考虑了输出功率与电源功率的关系，而功率附加效率同时考虑了输入功率，是一个更为合理的技术指标，图8为功率附加效率随输出功率的变化曲线。
表2为本文性能参数与文献[7]、文献[8]电路性能参数的对比。结果显示本文设计的电路功率附加效率较高，功率放大器的性能较好。
本文采用GaAs模型器件设计一款3.5 GHz带有谐波抑制的F类功率放大器。结果表明，输入功率为28 dBm时，输出功率为37 dBm，功率附加效率为68%。在实际电路设计上，片上无源器件的容差也必须给予充分考虑。在设计中与晶体管漏极并联的电容还要包含晶体管本身的电容，并联电感和负载网络中的电感可以用键合线电感实现，以提高品质因数和降低芯片的面积。
参考文献
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