一、要求
设计并制作如下图所示的开关稳压电源。
要求：在电阻负载条件下，①输出电压Uo可调范围：30V~36V;②最大输出电流LOmax:2A；③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤0.2％(Io=2A)；④Io从0变到2A时，负载调整率S1≤0.5％(U2=18V)；⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V(U2=18V，Uo=36V，Io=2A)；⑥DC-DC变换器的效率η≥85%(U2=18V，Uo=36V，Io=2A)；⑦具有过流保护功能，动作电流Io(th)=2.5±0.2A，排除过流故障后，电源能自动恢复为正常状态；⑧能对输出电压进行键盘设定和步进调整，步进值1V，同时具有输出电压、电流的测量和数字显示功能；⑨变换器（含控制电路）只能由UIN端口供电，不得另加辅助电源。
二、总体分析
首先我们需要确定出系统方案。在要求中，第②③④⑤⑦⑧对总体方案影响不大，这些指标都只与器件选择、制作工艺等因素有关，所以我们把注意力集中在剩下的三条指标上。首先，输出电压Uo可调范围30~36V，而隔离变压器副边输出为15～21V，整流滤波后最大约27V，小于30V，显然在整个电压范围内都需要升压输出。当然，题目没有限制整流电路形式，还有一种解决方案就是先倍压整流再滤波，这样后级可采用降压电路。
其次，要求变换器整体效率大于85％，对小功率电源来说，这个要求已经比较高了，可以计算，在72W的额定功率、85%的效率下，变换器的损耗不能超过12.7W，要达到此项要求，就必须使用尽量少的器件，不论是功率主电路，还是控制测量电路，都应该使其尽量简单。题目还要求控制电路的电源只由整流输出口(UIN)引出，不得另加辅助电源，这就要求自制辅助电源，且辅助电源效率不得太低，所以线性电源不是理想的选择。
从以上分析，我们得出总体需求：主电路需要使用升压拓扑，且升压幅度不大，电路结构应尽量简单，器件数量尽量少，自制辅助电源，且效率应较高。分析还可以发现，输入输出没有隔离要求，且输入端已有隔离变压器隔离，所以可以选用输入输出无电气隔离的电路拓扑结构。最后我们选定基本Boost升压电路方案，控制器选用凌阳16位单片机，驱动信号的产生选用FPCA，系统整体方案如下图所示。220V交流电经降压、整流、滤波得比较稳定的直流电压，直流电压经Boost电路升压再滤波得平滑的直流输出，输出电压、电流经采样输入AD转换芯片，由单片机PID调节器实现稳压和调压然后输出指令信号给FPGA、并进行显示，FPGA生成PWM信号经驱动电路驱动功率开关管从而实现闭环反馈控制。当输出电流大于保护设定值时产生过流保护信号，过流信号驱动继电器动作切断主电路同时关闭驱动信号，然后延时再尝试通电并进行过流检测，若过流则再断开主电路，直到电路恢复正常为止。
三、器件选择
首先选择电路开关频率fs。因为开关损耗几乎与开关频率的平方成正比，频率过高会使损耗增加；但如果频率太小，又会使滤波电感、电容体积过大，而且电路容易出现音频噪声。综合考虑以后，选择fs为20kHz。
(1)输入电感和输出滤波电容的选取。首先计算升压电感的大小。整流输出电压的大小为19～27V，输出电压范围为30—36V，由临界电流公式Iob=Uo/2Lf8lD（1-D）(2)，当D=1/3时，临界电流有最大值1obm=2Uo/27Lfs，要使电感电流连续，则最小负载电流(题目要求可空载，这里取0.1A)应大于Iobm，由此解得L≥2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH，取L=2mH。由输出纹波△Uo=DUo/f8RC，R为负载电阻，此处可取15Ω，由此可计算滤波电容的大小，此处取C=4700μF。因Boost电路输入电感直流分量很大，所以应尽量选取不易饱和的铁芯作为电感磁芯，绕制时应尽量均匀紧凑，否则会增加电压噪声，也可直接购买。因电解电容存在较大寄生电感，所以焊接时应使引脚尽量短，同时并联小容量聚丙烯电容，这对减小输出电压尖峰很有帮助。
(2)开关管的选取。开关管Q关断时承受的正向电压为36V，考虑一定的尖峰余地，IRF3205的正向击穿电压为55v，导通电阻仅为8mΩ，所以不会击穿同时导通损耗也很小。输出整流二极管选取导通电阻小的肖特基二极管MBR20100，其导通压降为0.7V，反向击穿电压为100V。MOSFET的驱动选专用驱动芯片IR2110，驱动电路如下图所示。
(3)其它元件的选取。测量控制电路的损耗跟元件的工作电压有关，信号放大用的运放选低电源电压、Rail-To-Rail型运放INA132和OPA350，可降低功耗。
单片机的功耗与CPU时钟频率有关，降低单片机时钟频率也可使损耗减小，此设计中凌阳单片机的CPU时钟为24.576MHz。
四、制作
上图所示为功率主电路原理图，下图所示为辅助电源电路图。辅助电源电路中，LM2575与D1、L、C2组成Buck电路，R1、R2起反馈调节作用，调节R2可改变输出电压。此设计中共有两路辅助电源电路，分别为+5V和+15V。经典的Boost电路和其它电压电流的测量电路都比较简单，其原理不再赘述，这里就制作过程中遇到的问题及解决办法作简单说明。
第一个问题是整流桥（耐流能力为10A）总是被烧毁。分析可知输入稳态电流为SA左右，应该不会损坏整流桥，但实际上流过整流桥的电流仿真波形(C=4700μF)如下图所示。滤波电容越大、二极管的导通角0越小，流过二极管的电流峰值就越大。其值很容易大于10A。后来我们在整流桥后面串入电感L1，因为电感有一定续流作用而使二极管导通角变大，从而减小电流峰值以保护整流桥，改进后整流桥不再烧毁。但是开机时保险管（额定电流10A）常被熔断，分析发现，开机时整流桥后的滤波电容呈瞬时短路状态，所以开机存在较大冲击电流，所以我们在整流桥前串联NTC（负温度系数热敏电阻，图4中的RV1）、问题也得到解决。其原理是，开机时NTC温度较低而呈现很大电阻，所以开机电流不会很大，随着电路接通，NTC发热而呈现很小电阻，所以正常工作时NTC上电压降很小，不会影响电路正常工作。
遇到的第二个问题就是电压调节慢和稳压不好，刚开始我们以为是软件调节器的问题，检查很久后发现是测量电压不准造成的。在图4电路中，显然负载两端电压正比于节点1与2之间电压，我们刚开始直接测量节点2与地之间电压，表面上看来0.1Ω的采样电阻影响不大，但电路中流过的电流为2A时，电流采样电阻上的压降为0.2V，误差约为0.5%，可见误差并不小。另一方面，若用此种采样方案，会因电路中电流的不同，造成的测量误差也不同，随电压变化误差呈现一定的非线性，这会给电压调节带来麻烦。所以，我们后来改用差分的方式采集电压，也就是使用差分运放在节点1和节点2之间采样，这样可大大减小误差，改进后取得了很好的效果。测量电路的各个环节都应准确可靠，采样电阻也应尽量准确稳定，如下图所示的两个采样电路，同样都可实现将输出电压缩小为十分之一采样，但图(b)电路中放大倍数的精度和稳定度都更高，也就是应使采样电阻可变化程度尽量小。类似，若在AD转换的入端需要对待测电压或电流信号滤波，则滤波电容不宜过大，否则会影响响应时间而造成测量滞后，自然会使调节不准确。这些问题虽然简单却影响很大，若能快速准确的测量，单片机的调节将顺利得多。
第三个问题就是输出电压有较大尖峰，这显然是由于开关管的高频开关造成的，尤其是关断时，由于电路中有寄生电感，瞬间电流的切断会在电感两端出现冲击电压。我们的解决办法是一方面对开关管加缓冲电路，改善关断性能，基本原理如下图，开关管Q关断时，原电路一部分电流通过快恢复二极管1）对电容C充电，使开关管两端电压缓慢E升，电路中电流的减小速度也有所减缓，简单的缓冲电路可省去二极管D。具体的RCD的参数设计较复杂，设计时可参考有关开关电源书籍。另一方面是在输出滤波电解电容两端并接高频特性好、寄生电感小的聚丙烯电容，且多个并联效果更好，但是要保证引线尽量短。同时为了减小线路电感，对功率主电路，应使走线尽量短，线径稍粗。
再就是Boost电路本身的一个特点——不能开路运行，然而题目意思显然要求电源可以开路。因为负载开路时，输入电感照常周期性地不断储能和释放能量，而能量没有被负载消耗掉，电容电压将持续升高即多余的能量都存储到电容极板间，很快导致电容击穿。一种解决办法是加假负载，也就是说，当检测到电源处于空载状态时，自动投入一个轻负载，这个负载电阻值较大，既能维持输出电压为给定值、本身功率损耗又较小。
以上是在制作此开关电源中遇到的问题及一些解决方案，采取这些措施并仔细调试后都达到了较好的效果。