作者：姚志树，徐顺清，白雪飞
1 引言
在航空电源系统、电动汽车等车载电源、舰载电源、蓄电池储能等应用场合，两侧都是直流电压或直流有源负载，其中输入端接直流母线，输出端接储能装置(蓄电池)比较常见。此时为了实现充、放电，能量必须能够双向流动，因此就需要双向DC／DC变换器。随着科学技术的发展，双向DC／DC变换器的应用场合正在逐步扩大，特别适用于需要对蓄电池进行充／放电的场合。作为DC／DC变换器的一种新形式，双向DC／DC变换器在工业应用中的地位越来越突出。
现今开关电源发展的趋势是低电压、大电流，这使得在次级整流电路中选用同步整流技术成为一种高效、低损耗的方法。双向DC／DC变换器的设计主要考虑主电路拓扑选择和控制方式选择。在此介绍了一种由单端正激变换电路作主电路、C8051F020单片机作控制器的双向DC／DC变换器的设计过程。该变换器应用同步整流技术，采用全数字控制，使得整个设计具有电路简洁、转换效率高、控制简单、工作可靠、可实现能量双向流动等特点。通过PSPICE仿真及样机的测试，验证了该方案的可行性。此变换器可用于各类电池的充、放电及直流电源的核心部分。
2 主电路拓扑
目前，应用较多的双向DC／DC变换器拓扑结构存在电路复杂、能量传输过程环节较多、变换器效率低、开关管电压难以抑制等缺点。单端正激变换器的电路较简单，是中、小功率电源中较常用的方式之一。图1为所提出的双向DC／DC变换器的主电路拓扑结构。
系统由变压器T及其磁复位电路、主开关管V1、整流管V2和续流管V3、输出滤波电感L、电容C等部分组成。与同等功率等级的常见双向DC／DC变换器相比，该拓扑具有结构简洁、系统成本低、工作效率高、控制方法简单等特点，在工业应用中具有一定优势。
2．1 正向工作过程分析
图2为变换器正向工作电流连续时的主要波形。其工作过程分为4个阶段。
阶段1[0，t1] V1和V2导通。t=0时，V1导通，电源电压Ui加在初级绕组N1上，即uN1=Ui，故铁心磁化，铁心磁通φ增长，即；N1dφ／dt =Ui。在此开关模态中，φ增长量为：
△φ(+)=UiDyTs／N1 (1)
变压器的励磁电流iM从零开始线性增加，且iM=Uit／Lm，Lm为初级绕组的励磁电感。则次级绕组N2上电压为：
uN2=N2Ui／N1=Ui／K12 (2)
式中：K12为初、次级绕组的匝比，K12=N1／N2。
此时V2导通，V3截止，滤波电感电流iL线性增加，这与Buck变换器中开关管导通时一样，只是电压为Ui／K12，且：diL／dt=(Ui／K12-Ui)／L。
阶段2[t1，t2] V1处于关断状态。t1时刻，关断V1，初、次级绕组中无电流流过，此时变压器通过复位绕组进行磁复位，iM从复位绕组N3经过VD4回馈到输入电源。则复位绕组的电压uN3=-Ui。这样，初、次级绕组上的电压分别为：uN1=-K13Ui，uN2=-K23Ui。K13为初级绕组与N3的匝比，K13=N1／N3；K23为次级绕组与N3的匝比，K23=N2／N3。此时，V2，V3关断，iL通过VD3续流。
阶段3[t2，t3] V1仍处于关断状态，V3导通，使得导通损耗大为降低，iL继续经过V3续流，此阶段将持续到V3被触发关断时结束。
阶段4[t3，t4] V3关断，但其体二极管仍导通，该体二极管续流，所有绕组中均没有电流，其电压均为零。此阶段直至V1被触发导通时结束。至此，主电路的一个工作周期结束。
2．2 反向工作过程分析
电路反向工作时的工作过程与Boost电路基本一致，可分为两个阶段，其主要工作波形如图3所示，此时V1不动作。
阶段1[0，t1] V3导通，V2关断，蓄电池放电，电流流过L，iL线性增加，直到t1时刻，iL达到最大值，电能以磁能形式储存在L中。在V3导通期间，iL的增量为：
阶段2[t1，t2] V3关断，V2导通。L将其中磁能转化为电能，与蓄电池一起向输入侧放电，iL线性衰减，直到t2时刻，iL到达最小值。在V3截止期间，iL的减小量为：
3 控制系统设计
3．1 控制系统结构与主要硬件设计
双向DC／DC变换器包括一个由功率元件组成的功率主回路、控制回路和驱动电路等，见图4。
在此考虑到外接输入信号可能对驱动电路造成短路的问题，采用集成电路驱动形式，选用IR2110芯片。由于输出电流不能直接被单片机获得，需要通过设计电流检测电路来准确及时地测量电流值。在此采用UGN-3501M霍尔传感器，它具有灵敏度高、工作温度范围宽(-20～85℃ )等特点，检测电路以集成AD522芯片为放大级，AD522为双端输入、单端输出的测量放大器，具有高输入阻抗、线性度良好、准确度较高等特点。
3．2 系统软件设计
系统工作分为两个过程：降压变换和升压变换。在降压变换中，对采样电压信号进行A／D转换，通过增量式数字PI算法调节占空比的大小，产生PWM波形，控制输出端电压。在升压变换中，对采样电流信号进行A／D转换，通过增量式数字PI算法调节占空比的大小，产生PWM波形，控制输出端电流。主程序流程如图5所示。
4 系统仿真分析
这里采用PSPICE对系统主电路进行仿真。仿真参数为：输入电压400 V，输出电压2 V，电感14．2 μH，电容9 900 μF，开关频率55 kHz，变压器变比170：3，最大占空比0．4，负载电阻1 kΩ，图6示出仿真波形。
图6a中自上至下分别为能量正向流动时V1～V3驱动电压及反向流动时V2，V3驱动电压波形。可见，能量正向流动时，ugV1与ugV2同步产生，ugV2与ugV3形成互补，并加有死区时间；反向流动时，V2和V3交替导通以保证能量正常传输，两者也有重叠导通的时间来保证电流完成必要的换流。
图6b为能量正向流动时DC／DC变换器的输出电压Uo及能量反向流动时输出电流Io波形。可见，系统电压动态响应较好，实现了从400～2 V的能量转换。当变换器反向工作时，蓄电池的输出电流保持恒定，纹波较小，电感设计较为准确。
5 实验分析
实验样机主要元件选型和参数如下：V1根据输入电压为400 V等工作条件，采用型号为IXFN100N50P的功率MOSFET；V2，V3采用专门用于同步整流的MOSFET管IRL3803；储能电感L=14．2 μH；输出滤波电容为9 900 μF；负载为蓄电池。实验结果如图7所示。图7a为给蓄电池充电时V2和V3的PWM驱动波形。由于此时V1与V2同步，因此可较明显看出两路驱动信号形成互补，并有死区，与理论分析完全吻合。图7b为能量反向流动时V2和V3的PWM驱动波形，此时V1不工作。由实验波形可见，开关频率近似为55 kHz，PWM的占空比近似为0．4，实现了能量的双向流动。
6 结论
详细介绍了一种基于单片机控制的双向升降压DC／DC变换器设计方案。通过仿真和实验分析，验证了该变换器方案的可行性，工作安全可靠且具有良好的电源特性。整个系统成本低，且采用全数字控制，硬件设计简单，可靠性较高，故对于需要能量双向流动控制的场合应用较方便。
