1 前言
如今，在轨道牵引变频器领域，硅IGBT[1] 已经取代了诸如相控晶闸管或GTO 等双极型器件。由于制造工艺的不断进步，硅器件技术正在接近于一条渐近线，其阻断电压和开关特性都已经进步到极限。近年来，一些半导体制造商已经提出生产1200V 阻断电压的SiC 晶体管。市场上的这种元件可以是单芯片的器件，也可以是功率模块[2]。10 年来，很多文章都指出，SiC 器件在阻断电压、工作温度和开关频率这组特性方面具有很大的吸引力，这就是轨道牵引驱动器制造商为什么如此认真考虑这一新技术的原因[3]。如今，一些供应商已经在提供SiC MOSFET 模块[4][5]，看起来，这种器件对于改善牵引驱动器的性能是非常有效的。
本文首先介绍了用于SiC MOSFET 特性测量的试验台，然后对测试获得的开关波形进行了分析，确定了开关能量。使用PSIM® 软件建立了SiC MOSFET 特征模型，该模型能够对上述分析予以支持。作为特性检测的结果，我们对一台采用SiC MOSFET 模块的三相电压源逆变器总的功率损耗进行了计算，并且与使用Si IGBT 模块的同型号逆变器进行了比较。初步结论是，对于大电流、高开关速度的牵引用变频器，推荐使用SiC 功率MOSFET 模块。
2 SiC MOSFET 开关单元的实现
2.1 试验台原理
SiC MOSFET 模块的主要优势在于这种器件的高开关速度。为了证明这一优势，设计了一台具有感性负载的斩波器来检测该器件。该斩波器的运行主要依赖于下述参数：总线
电压VDC、整流电流Ids、结温Tj、栅极电压Vgs、栅极电阻RgON 和RgOFF、以及功率电路的电容和线圈电感等。用于检测该模块的两种合适电路的电路图见图1。
正如图2 所显示的一样，开关特性的测量需要使用双脉冲示波器。
初步的研究表明，准确的测量程序已经被清楚确认。对于图1 的试验台，为了获得较高的精度，测量需要有大带宽的传感器，特别是在测量开关速度（di/dt, dv/dt）时更为需要。此外，计算开关能量时也少不了电流和电压波形的精确测量。
2.2 设计试验台所用SiC 器件的环境模型
电路设计中特别需要注意的是要将电路电感（电容、母线和SiC MOSFET 模块）最小化。确实，必须避免由高的关断di/dt 所引起的电压浪涌，这种电压浪涌有可能损坏SiC 器件。因此，如何尽可能地降低总线电感，包括测量分流所使用的电感线圈，是一项很具挑战性的工作。为此，整个试验台的机械设计使用了SolidEdge® 设计软件，然后又用Q3D®和 Simplorer® 软件进行了联合模拟仿真，这种仿真允许将所有的装配元件都考虑进去[6], [7]。重复不同的母线设计，直至理论上的电路电感降到20nH 以下。图3 给出了最小化电路电感的程序流程图。
3 1200V-100A SiC MOSFET 双模块开关特性检测
关于一些1200V-100A 双MOSFET 模块的特性检测工作已经完成，这些器件的最大开关电流、DC 母线电压及结温分别是200A（2xln）、750V 和150℃。
3.1 1200 V-100A SiC MOSFET 双模块关断波形分析
图4(a) 给出了一个关断波形的实例，所使用的试验电路见图1 (a)。试验条件分别为：VDC = 600V，Iload =100A，Tj =150℃，Vgs = +20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。
关断能量与关断电流的关系示于图4 (b)。图中分布有SiCMOSFET 模块和 Si IGBT 模块（型号FF100R12MT4）的检测曲线，试验温度Tj = 150℃。
试验结果表明，与相同电流和电压等级的Si IGBT 模块相比，SiC MOSFET 模块的关断能量显著降低，降低到了大约是Si IGBT 模块的1/10。在类似的工作条件下，反复在25℃、125℃和150℃下进行了特性检测，发现dv/dt、di/dt 和开关损耗几乎都与结温无关，这与Si IGBT 的特性大不一样。另一方面，关断时的高di/dt 将产生电压尖峰以及拖尾电流，而MOSFET 要比IGBT 更显著。电流和电压的振荡主要是由于半导体的杂散电容与电路电感所形成的谐振电路引起，关断的过电压则是这些振荡和di/dt 效应的共同作用的结果。
3.2 1200 V-100A SiC MOSFET 双模块开通波形分析图5(a) 是一个开通波形的实例，所使用的试验电路见图1(a)。试验条件：VDC = 600V，Iload =100A，Tj = 150℃，Vgs =+20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。
开通能量与开通电流的关系显示于图5 (b)，图中分布有SiC MOSFET 模块和 Si IGBT 模块（型号FF100R12MT4）的检测曲线，试验温度Tj = 150℃。
试验结果表明，SiC MOSFET 模块的开通能量可以低至Si IGBT 模块的1/5。与关断情况类似，dv/dt、di/dt 几乎与结温无关，开通损耗也是如此。电流和电压的振荡主要是由于半导体的杂散电容与电路电感所形成的谐振电路引起（MOSFET和反并联二极管SBD 的电容）。
图6(a) 给出了SBD 二极管关断波形的实例，所使用的试验电路见图1(b)。试验条件：VDC = 600V，Iload =100A，Tj= 150℃，Vgs = +20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。图6 (b) 给出了SiCMOSFET 模块和Si IGBT 模块(FF100R12MT4) 在Tj=150℃时的二极管关断能量与关断电流的关系。
与传统的PiN 硅二极管模块不同，双SiC 模块里面没有PiN 结构，只有肖特基势垒二极管（SBD）结构，这种结构不存在恢复电流。然而，在高di/dt 时，SBD 仍会出现一个小小的反向电流尖峰，这个小的反向恢复电流，可以解释为体内P 阱的注入产生的双极效应。高di/dt 时，SBD 的特性类似于JBS 器件（结型势垒肖特基二极管）。
4 1200 V-100A 双-SiC MOSFET 模块宏观模型及开关特性仿真
为了充分了解开关波形，仿真是必要的。为实现这一目标，在PSIM® 软件中开发了SiC MOSFET 特征模型，并且配合有实验波形。这一宏观模型给出了一个初步和近似的结果，让我们能够对开通及关断等不同的阶段进行分析。基于以前所做的实验结果，使用标准的MOSFET 模型工具，已经建立了1200V-100A SiC MOSFET 的模型。图7 所示的这种模型具有一个线性通道和固定的寄生电容。此外，还有比该模型更精致的多通道模型，本文不予详述。
包含有反并联二极管的这一模型放到图1 的电路中，通过调整栅极电阻和栅极控制电压Vgs，仿真可以给出与实际观察到的完全相同的开关速度。此外，还可以确定观察到的各种振荡所包含的寄生电容。图8 给出了仿真结果的一个实例，其中，电流、电压、能量等波形都做了介绍。
对于反并联二极管，宏观模型也能适用。但是，通过仿真结果的比较及实际测量，考虑观察到的恢复电流较小，对二极管的模型进行了改进。该模型放在了图9 所示的电路中，其中对恢复电流的参数进行了调整。
图10 给出了二极管关断的仿真结果，并给出了电流、电压、能量等波形。使用图1 的试验电路，实际观察到的结果与仿真结果一致。其中恢复电流的参数依据图6 的波形做了调整。
5 SiC MOSFET 模块在电压源逆变器中的优势
特性检测一旦完成，比较半导体在电压源逆变器(VSI) 中工作状态的损耗便十分重要。一次开关的总损耗可以通过解析式[8] 的计算或者通过PSIM® 热平衡模型仿真得到。Si-IGBT模块与SiC-MOSFET 模块在图11(a) 列出 给定条件下的比较，图11(b) 给出计算结果。
6 结论
实验结果表明，SiC MOSFET 模块的开关损耗比SiIGBT 模块有显著的降低。尽管目前的实验只是对1200V SiC
MOSFET 模块，但我们早已经预料到，在更高电压的SiC 器件上也会获得类似结果。在牵引应用领域，非常需要降低重量和体积，逆变器损耗的减少将会导致冷却系统尺寸的减小，甚至是冷却技术的改变。另外，SiC 器件还可以提高目前的最高结温限制[9]，还可以提高工作频率、减小诸如无源器件的尺寸等。
不过，依然还有很多挑战需要面对，例如，关系电磁兼容性(EMC) 的开关振荡的影响，还有dv/dt 对牵引电机绝缘的影响等都必须加以研究。这种器件应用于牵引领域的另一个关键问题是模块的电流能力，为此，必须设计更多的芯片进行并联，而芯片数量增加以后，来自于驱动器的栅极信号向芯片栅极的分配又成为关键技术难点，因为栅- 源线路电感必须尽可能的低，如果栅- 源信号与漏- 源电流耦合时尤其如此。这一公共电感必须最小化并且沿着所有芯片均匀分布。
总的来说，为了获得尽量高的开关速度和电流能力，必须优化模型和设计，包括优化电容、母线及半导体的设计等。设计之后，应该使用专门用于电压源逆变器的相应的试验台对SiC MOSFET 模块进行全面的特性检测，通过热平衡方法确立总的功率损耗，比较计算结果，如本文图11 所介绍的那样。此外，该试验台应该能够允许并联更多的功率模块并具有进行更大电流试验的能力，试验电流应能达到牵引应用所需的高电流能力，还应具有比较多种母线设计和多种电容排列的优化设计能力。
广义地讲，SiC 元件的引入需要重新考虑牵引链的全部设计，才能获得质量和体积上的最大收益，并使组合更容易。目前，应用目标只是辅助逆变器，但是，即将上市的1700V SiCMOSFET 模块将能进入地铁和路面电车的牵引逆变器应用。