文献标识码： A
文章编号： 0258-7998(2014)08-0048-03
MMC(Modular Multilevel Converter)换流站被应用于风力发输电、柔性高压直流输电等场合，越来越受到广大科研人员的关注[1]。MMC换流站系统由A、B、C三相构成，每相由上、下桥臂组成。对于5电平MMC换流站，其每相有8个子模块，3相共有24个子模块，每个子模块中有2个IGBT，共有48个IGBT，如果换流站扩容，增加电平数，则会有更多的IGBT投入工作。如何使MCU控制电路产生的PWM控制信号驱动IGBT的工作时，驱动电路能够发送故障信号给MCU控制器并能响应MCU控制器发来的复位信号；如何设计体积小的驱动电路板；如何实现驱动电源直接由交流侧供电、有保护电路等[2]，这些对MMC换流站的正常工作至关重要。本文设计的IGBT驱动整体电路框图如图1所示。
图1 IGBT驱动框图
1 驱动开关电源模块
1.1 驱动开关电源设计要求
220 V的交流电经过整流桥后，作为开关电源的输入电压，开关电源输出2路+17 V、2路-5 V、1路+5 V电源，供给光耦合器驱动电路模块。为了节约电路板的空间，要求设计的开关电源结构简单。同时，开关电源还要求可靠性高、有保护电路、适应输入电压的变化等[3-5]。
1.2 电压反馈电路
开关电源输入电压升高时，单端反激式变压器的副绕组上产生的感应电压也相应地升高。该电压经过D15、C58和C59组成的滤波稳压网络后，得到直流电压。该电压经过R56和R62分压后，R62上的采样电压输入UC3842的Pin2引脚，与Pin2脚内的2.5 V基准电压相比较后，经内部误差放大器放大，使Pin6输出脉冲的占空比变小，MOSFET管每周期开通时间变短，变压器输出电压下降，达到稳压的目的。同样，当变压器输出电压降低时，通过反馈电压使Pin6输出脉冲的占空比变大，变压器输出电压上升，最终使变压器输出电压稳定在设计值。
1.3 过载保护
由于UC3842的电源引脚Pin7的输入电压范围是10 V~16 V，为了防止输入到Pin7的电压大于16 V，对UC3842造成损坏，设计在C58的两端并联一个反向击穿电压为16 V的稳压管，以达到保护UC3842的目的。
1.4 开关频率选择
考虑开关器件的温升和设计电源的要求，UC3842的开关频率选择50 kHz左右。所以选择震荡电阻Rt为10 kΩ，震荡电容Ct为3 600 pF，则UC3842的震荡频率为：
可见，震荡频率接近50 kHz，达到了设计要求。
1.5 开关管缓冲电路
UC3842的Pin6输出给MOSFET开关管的信号频率很高，导致开关管在开通和关断的瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲，很容易造成开关管的损坏并严重影响Pin3的电流采样工作。为此，设计了R58、R59、R63、R64、C63缓冲吸收电路。设计的驱动电源硬件电路如图2所示。
2 光耦合器驱动模块
2.1 驱动电路
驱动电路主要由2片HCPL-316芯片和相关电路组成。驱动电路所需要的电源+17 V、+5 V、-5 V由设计的开关电源提供。HCPL-316芯片的Pin1引脚接+5 V电源，由MCU控制板发来的驱动信号PWM1、PWM2分别接两个HCPL-316芯片的Pin2引脚，PWM1、PWM2是互补的信号，两个HCPL-316芯片的Pin11引脚分别输出VG1和VG2两路驱动IGBT的信号，使MMC换流站中一个子模块能正常工作。
IGBT的开通电压为+15 V~+20 V，为了加快IGBT导通速度而又不减少IGBT使用寿命，设计采用+17 V开通方案。IGBT的关断电压理论上为0 V，但是为了加快IGBT的关断速度，增加IGBT关断的可靠性[6]，设计采用-5 V电压关断，即VG1和VG2分别提供给IGBT栅极最大正幅值为+17 V、最大负幅值为-5 V的PWM驱动信号。
图2 驱动电源硬件电路图
图3 光耦隔离电路
2.2 光耦隔离电路
IGBT驱动保护电路作为IGBT与MCU控制单元的接口电路，由于IGBT的工作电位差很大，如果其与MCU控制电路直接耦合，则会产生干扰，影响设备的正常工作。所以，设计的驱动电路中驱动信号输入/输出需要隔离。目前隔离的主要方式有变压器隔离和光电耦合。但由于变压器隔离存在占空比不足、体积较大、换流站空间限制等问题，所以本设计采用HCPL-316作为光耦隔离器件，每个HCPL-316内部有2个光电隔离模块，如图3所示。其中，第1个光电隔离模块将控制器输入的PWM信号经过光耦隔离后输送给IGBT模块以驱动IGBT工作；第2个光电隔离模块将IGBT反馈的故障信号经过光耦隔离后输送给MCU控制器模块以进行相应的响应。HCPL-316可以隔离高达1 500 V的直流电压，满足设计的需要。
2.3 过流检测与保护电路
IGBT正常工作时，其通态压降Vce一般很小，只有2 V，此时HCPL-316上的DESAT引脚处于低电平。当IGBT发生过流状态时，集电极电流Ic会迅速增大，IGBT的通态压降Vce也会随着Ic的增大而迅速增大。当电路检测的Vce值超过参考电压时，快速恢复二极管会迅速截止，HCPL-316上的DESAT引脚被钳制在大约7 V的参考电压上。此时HCPL-316会发送故障信号给MCU控制电路，控制电路会迅速封锁PWM信号的输出，进而关断IGBT，达到保护IGBT和换流站的目的。
快速恢复二极管的参数计算：根据IGBT过流检测与保护电路原理可知：
UDESAT=UCE+UD(2)
式中，UDESAT是HCPL-316上DESAT管脚的输入电压，等于7 V；UCE是IGBT通态时集电极与发射极之间的压降，IGBT正常工作时，UCE=2 V；UD是快速恢复二极管正向导通的压降。快速二极管的型号选择SURS8160T3G，其反向击穿电压是600 V，正向导通电压为1.25 V。由于UD=UDESAT-UCE，所以串联的二极管数量n=(7-2)/1.25=4个。
2.4 栅极保护电路
IGBT的栅极与发射极之间有一个金属氧化层薄膜，栅极与发射极之间最大能承受的电压VGE大约为20 V。在两种情况下栅极上可能会出现过电压：(1)驱动电路发生偶然性故障，使加在IGBT栅极上的开通信号最大幅值可能会大于20 V；(2)IGBT在高速开通和关断的过程中，栅极可能会出现感应电流，这种电流可能会在栅极和射极回路的阻抗上产生压降，栅极与射极之间可能会出现过电压现象。这两种过压情况都严重威胁IGBT的安全。解决方案是在栅极与射极之间串联两个18 V的稳压管，以确保IGBT的栅极与射极之间的正反向电压低于20 V，保障了IGBT的安全，如图4所示。
图4 IGBT栅极保护电路
图5 光耦合驱动电路
设计的光耦合驱动电路如图5所示。
3 实验验证
对所设计的驱动开关电源的输出使用Tek示波器进行实验验证。其中+17 V电源输出测试波形如图6（a）所示，测试显示值为+16.9 V，误差率只有0.5%，纹波率很小；+5 V电源的输出测试波形如图6（b）所示，测试显示值为+4.92 V，误差率只有1.6%。设计的开关电源能满足后级IGBT驱动电路所需电源的要求，开关电源部分达到设计要求。
图6 驱动电源实验波形
对设计的光耦驱动电路进行实验验证。光耦电路的输入是幅值为+5 V、频率为10 kHz、占空比为50%的PWM信号，如图7（a）所示。该信号经过光耦驱动电路后，输入到IGBT的栅极，作为栅极驱动信号。如图7（b）所示，MCU控制器发出的PWM信号为+5 V时，驱动电路输出+17 V的驱动电压使IGBT开通；当MCU控制器发出的PWM信号为0 V时，驱动电路输出-5 V的驱动电压使IGBT快速关断。测试结果表明，所设计的IGBT驱动电路能满足MMC换流站各子模块的正常工作要求，达到设计预期。
图7 驱动电路实验波形
针对MMC换流站各子模块中IGBT的工作特性，设计将驱动电源和驱动电路集合在一块电路板上，有利于节约空间体积。本文给出了IGBT驱动电源的具体设计，包括电压反馈电路、过载保护、开关频率、开关管缓冲电路设计；给出了光耦合器驱动电路的具体设计，包括光耦隔离电路、过流检测与保护电路、栅极保护电路等。实验验证了设计的正确性，并已成功应用于实验室MMC换流站样机的子模块IGBT的控制。同时，本文提出的设计方案对于类似IGBT的驱动设计有很好的实用参考价值。
参考文献
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(收稿日期：2014-05-30)
作者简介：
顾先明，男，1990年生，硕士研究生，主要研究方向：MMC换流站控制系统，电力电子。