简史
斩波放大器已诞生几十年了，追溯起来将近有60年。斩波放大器的发明是为了满足极低失调、低漂移运放的需要。在那时，斩波放大器的性能比双极型运放优越。原始斩波放大器的输入和输出由开关控制（或斩波），对输入信号进行调制，校正失调误差，然后在输出时解调。该技术可确保失调电压和漂移很低，但也有其局限。由于要对放大器的输入进行采样，因此输入信号的频率必须低于斩波频率的一半，以避免混叠。除了带宽限制外，斩波操作还会导致出现显著毛刺，需要在输出端进行滤波，以滤除所造成的纹波。
作为下一代自校正放大器代表的斩波稳态运放使斩波放大器的性能获得了极大改进。该架构使用了两个放大器：“主”放大器和“调零”放大器，如图1所示。调零放大器通过将输入端短路并对其自身的调零引脚施加校正信号来校正其自身的失调误差，随后监视并校正主放大器的失调。因为主放大器始终连接到IC的输入和输出，因此输入信号的带宽由主放大器的带宽决定，而不再取决于斩波频率。这一特性使该架构相对于早期的斩波放大器有很大的优势。开关操作造成的电荷注入仍是个问题，这可能导致信号瞬变，并且注入的电荷会与输入信号耦合，造成互调失真。
图1简化的斩波稳态功能框图
自动调零架构在概念上与斩波稳态放大器相似，即有一个调零放大器和一个主放大器。但是，经过了多年的重大改进，目前自动调零架构的噪声、电荷注入和其他与斩波稳态运放相关的性能问题都被降到了最小的程度。不同的制造商使用不同术语定义该架构，例如，“自动调零”、“自动相关调零”以及“零漂移”。无论术语如何表达，基本的底层架构都是相同的。
自动调零架构的优势
如上所述，自动调零架构会持续地自校正放大器的失调电压误差。这就形成了相对于传统运放的几个独特优势。
1 低失调电压
调零放大器持续地消除其自身的失调电压，然后对主放大器施加校正信号。该校正信号的频率取决于实际的设计，但通常每秒发生几千次。例如，Microchip Technology的MCP6V01自动调零放大器每100μs校正一次主放大器，即每秒一万次。这种持续校正可确保极低的失调电压，比传统运放低得多。此外，校正失调电压的过程还会校正其他直流规范，例如电源抑制和共模抑制。因此，自动调零放大器能实现比传统放大器更优异的抑制能力。
2 温度和时间漂移低
所有放大器，无论其工艺技术和架构如何，都会随温度和时间变化产生失调电压。多数运放用V/℃来描述该失调的温度漂移。该漂移在不同放大器间可能差别很大。对于传统放大器，通常介于几到几十μV/℃之间，这在高精度应用中可能是个大问题；和初始失调误差不同，该漂移无法用一次性系统校正来消除。
除了温度漂移外，放大器的失调电压也会随着时间而改变。对于传统运放，该时间漂移（有时称为累增）通常不会在数据手册中指出，但它会在器件的整个使用寿命中产生显著的误差。
自动调零架构固有的特性，使它能通过持续地自校正失调电压，尽可能减少温度漂移和时间漂移。这样，自动调零放大器相比传统运放在漂移性能方面有显著改善。例如，前面提到的MCP6V01运放的最大温度漂移只有50nV/℃。
3 消除1/f噪声
1/f噪声又名闪烁（flicker）噪声，是由传导路径的不规则性和晶体管内偏置电流造成的噪声而引起的低频现象。在较高的频率上，1/f噪声可忽略不计，因为其他来源的白噪声开始占据主导地位。如果输入信号近乎直流信号（如来自应变计、压力传感器和热电偶等的输出），该低频噪声将是个大问题。
在基于自动调零的放大器中，1/f噪声在失调校正的过程中被滤除了。由于该噪声源出现在输入端，并且噪声信号变化相对较慢，因此可认为是放大器失调的一部分，能相应地得到补偿。
4 低偏置电流
偏置电流就是流入放大器输入偏置输入晶体管的总电流。该电流的强度可在μA级别到pA级别不等，很大程度上取决于放大器输入电路的架构。当将高阻抗传感器连接到放大器输入时，该参数变得极为重要。偏置电流流经该高阻抗传感器时，传感器上会产生压降，导致电压误差。对于这些应用，就需要低偏置电流。
实际上，现今市场上的所有自动调零放大器均采用CMOS输入级，可产生很低的偏置电流。但是，来自内部开关的注入电荷会使偏置电流略高于更传统的CMOS输入运放。
5 静态电流
对于电池供电的应用，静态电流是个关键参数。由于调零放大器和支持自校正自动调零架构所需的其他电路，在带宽和压摆率给定的情况下，自动调零放大器通常会比传统放大器消耗更多的静态电流。已对此进行了重大改进以提高该架构的效率。部分运放（例如， MCP6V03）提供片选或关断引脚，以便在器件不工作时尽可能减小静态电流。
应用示例：便携式口袋秤
以上指出了自动调零架构有助于提高放大器性能的几个参数。下面将探讨使用应变计的应用示例，它会突显出自动调零放大器的部分优势。
便携秤是被广受用于称量如贵金属、珠宝和药物等小物件的设备。这些设备用电池供电，通常需要达到1/10g的精度，甚至更高。因此，该应用需要对用于称重的应变计进行高精度而低功耗的信号调理。
应变计使用电阻来测定各外力造成的应变量。有几类不同的应变计，最常见的是金属应变计。此类应变计金属线或小片金属箔组成。施力时，应变计上应力（或正或负）的改变会导致应变计电阻改变。随后通过测量电阻的变化量即可获知所施加的力的大小。通常将一个或多个应变计以惠斯通电桥的方式连接，因为这种电路能提供优异的灵敏度。电阻值的改变是很小的，因此惠斯通电桥电路的总电压输出也很小。对于本例，我们假定输出满量程电压为10mV。
图2是用于分析该应用的一个简化电路。请注意，该电路并非用于完整表示实际的电路，而是经过简化来展示自动调零架构的优点。例如，惠斯通电桥电路的输出应经过缓冲以提供高阻抗输入，但以下电路图并未显示缓冲电路。在该电路中，放大器的差动增益被配置为500，因此理想状态下惠斯通电桥的满量程输出可经过放大器变为5V输出。
图2 简化的应用电路
由于该应用需要大增益，因此放大器的失调电压很关键。放大器造成的任何电压失调，都会被增益放大。例如，MCP606是一个CMOS运放，其内带有一个非易失性存储器以减小输入失调电压，在这种情况下，室温时的最大失调电压为250μV（室温下）的最大失调。
在该应用中，MCP606的最大失调误差可在放大器输出端形成125mV的误差，即满量程的2.5%。让我们将它与MCP6V01自动调零放大器比较，后者的最大失调仅有2μV（室温下）。该失调将在放大器输出端产生1 mV的最大误差，它只是满量程输出的0.02%。
自动调零架构的另一个优势是时间漂移和温度漂移都比较低。本例假定便携秤的工作温度范围是0～50℃。MCP606的温度漂移规定为1.8μV/℃。由于该温度范围造成的漂移误差可达90μV，后者又会被电路增益放大，导致在放大器输出端出现额外的45 mV的误差。而另一方面，MCP6V01规定的最大漂移仅为50nV/℃。因此，该应用的漂移误差在放大器电路输出端仅为1.25mV，比MCP606放大器的性能强30多倍。
如前所述，1/f噪声可能是低频应用（如文本所述的称重应用）的一个限制因素。MCP606运放展示了典型的1/f噪声频谱，转折频率约为200Hz。从这点开始，1/f噪声开始占据主导地位，导致电压噪声密度在1Hz下远高于200nV/√Hz。MCP6V01运放由于其自校正自动调零架构，不会显示该1/f噪声，它在低频下保持为常数。对于称重应用，测压元件的输出是一个变化很慢的信号，因此1/f噪声是很关键的因素。