0 引言

    电力作为一种洁净的二次能源，为人类社会当今的文明做出了巨大的贡献，可是，在当今能源逐渐减少的情况下，电能的供给也会出现紧缺的现象。众所周知，电动汽车的蓄电池将电网上的电能储存，供给电动汽车日常使用；当蓄电池电量充足，而电网上能源匮乏时，电能可以逆变并网，这样能一定程度上缓解电网的压力。这种能够实现能量可双向传递的充放电机^[1]应运而生。

    在充放电机技术应用中，三相电压型变换器因其效率高、体积小、重量轻和控制方便等优点起到交直变换不可替代的作用,能实现电能的“绿色交换”^[2]。并且因在同步旋转坐标系下交流侧电流的控制不存在电流静差而被越来越多地采用，但在同步旋转坐标系下，三相电压型变换器的d、q轴电流之间存在耦合，导致有功和无功电流不能独立的控制，给控制带来一定的困难，因此电流的解耦控制非常重要。本文建立了充放电机变流器在同步旋转坐标系下的数学模型，理论上分析了耦合产生的原因；介绍了交叉解耦控制因其实现简单、稳态性能较好能被广泛使用，但其暂态性能较差，对于充放电机的变换器模块需要不断充电、放电使用显然不能达到控制的要求。因此，采用利用状态的反馈以达到解耦目的的状态反馈解耦控制^[3]来实现电流超调量小、调节时间短的目的是必要的，仿真结果表明了其动态响应特性得以有效地改善。

1 充放电机变换器装置的拓扑结构

    充放电机变换器装置拓扑结构图如图1所示，三相电压型PWM变流器采用以IGBT为开关管的全控器件三相桥式结构，能很好的解决传统的相控电路存在的功率因数低、线路损耗大、谐波污染严重和产生电磁干扰的问题^[4]。当其做电压型PWM整流器时，实现电网给蓄电池组充电时AC/DC的整流，整流后的直流电实现给后级的直流母线大电容充电；当其做DC/AC电压型PWM逆变器时，通过设定的控制策略控制IGBT的开关将母线电容上的电压逆变成三相交流电并网。与传统的相控整流电路相比，此模块具有体积小、重量轻和响应速度快的优点^[5]。

    图1中，e_a、e_b和e_c分别为电网的三相电压。L为交流侧电感，主要作用是限制开关器件所产生的高次谐波电流，其值应当适当，太小会使电源电流中的高次谐波含量增加，而太大将影响控制时电源电流跟踪指令信号的速度^[6]。R为表示电感损耗、线路损耗及开关器件通态损耗和开关损耗的等效电阻。C为直流侧母线电容，其主要功能为：一是吸收开关器件高频开关动作在输出直流电压中造成的纹波；二是当负载发生变化时，在变换器的惯性延时期间将输出直流电压的波动维持在限定范围内。i_dc为流经负载电阻的负载电流大小，u_dc为直流母线电容的端电压，i_a、i_b、i_c为交流侧三相相电流的大小。

2 三相电压型PWM变流器的数学模型

    假设三相电网对称、平衡且没有零序分量，对于这种三相无中线系统^[7]，根据基尔霍夫定律可以得到三相电压型变流器在三相静止ABC坐标系数学模型中的电压方程。

    为实现电流无静差控制和优良的动静态性能，通过恒功率PARK变换可以把三相变量从三相静止坐标系变换至两相坐标系中，变换前后保持功率恒定。在恒功率PARK变换下，三相电压型变换器在同步旋转坐标系中的电流微分方程：

    式(3)或式(4)清楚地说明三相电压型变换器是一个双输入、双输出的多变量系统。与单变量系统不同，多变量系统d轴与q轴变量互相耦合，耦合项的存在将影响控制系统的稳定以及静态和动态特性，并使系统的控制参数的设计变得复杂，会给控制带来一定的困难。

    为此可采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用PI调节时^[8]，其电流调节器方程为：

    图2即为该前馈交叉解耦控制的结构框图。该交叉解耦控制方法的实质是根据耦合项进行变量匹配，其实现简单，并且在整个过程中是稳定的，可以使系统获得很好的稳定性能；但暂态性能较差，这是因为在暂态过程中，系统的相对开环增益系数在变化，因此会造成系统暂态时控制精度的欠缺。

    与交叉解耦控制的变量匹配方法不同，为提高PWM变换器的动态特性，本文采用状态反馈解耦控制策略。该方法的思路是利用状态的反馈以便较好地实现动态时有功功率和无功功率的解耦目的，其结构框图如图3所示。此时系统方程为：

3 Simulink系统仿真与结果分析

    基于以上分析，在MATLAB/Simulink环境中搭建了充放电机变换器装置的仿真模型。设定电网电压e_a、e_b、e_c的峰值电压为310 V，相位互相差120°，频率为50 Hz；交流侧电感L=4 mH，等效电阻R=1 Ω，直流母线电容C为1 700 μF，直流侧给定电压630 V。

    一般情况下，令式(6)K(S)中K₁₁=K₂₂=0，K₁₂=Lω，K₂₁=-Lω，此时系统方程中d、q轴之间的耦合将安全解除。根据该控制状态反馈控制策略搭建的基于V2G应用的充放电机变换器的Simulink仿真模型如图4所示。

    设置仿真时间为0.6 s，得到直流侧的电压u_o和充电时的电流i_o的波形如图5所示，从图中可以看出，直流母线电容电压基本恒定在给定参考电压630 V； 为方便观察，50倍的充电电流波形也能迅速趋于稳定，且均超调量小，调节时间短。

    设置该V2G充放电机以6 A的恒定电流给母线电容充电，在仿真时间为0.1 s时切换至以10 A的恒定电流放电逆变并网，总体仿真时间设置为0.2 s，观察基于状态反馈解耦控制策略的V2G充放电机在整流逆变交替进行时电网电流与电网电压的波形，如图6所示。

    从图6的仿真结果中可以看出，采集到的A相电流图中，曲线1为采用传统的交叉解耦控制，曲线2为采用状态反馈解耦控制。在仿真时间0~0.1 s内，V2G充放电机工作在整流阶段；在0.1~0.2 s内，将该V2G充放电机的工作模式切换至逆变阶段。相比较可以看出，采用状态反馈解耦控制时电流的超调量较小，而且动态响应速度较快；此外，当充放电机在0.1 s进行充放电转换时，采用状态反馈解耦控制切换时间较短、功率因数较高，从而验证了状态反馈解耦控制在V2G充放电机应用中的良好特性。

4 结论

    三相电压型PWM变换器是整个V2G充放电机的核心装置，本文针对充放电机工作时需要不断地切换工作模式，而传统d、q轴下交叉解耦控制动态性能较差的特点，采用了能使电流超调量小、调节时间短的状态反馈解耦控制策略。通过搭建整个系统的Simulink仿真模型，仿真结果表明该控制策略能较好地实现三相电压型PWM变换器有功功率和无功功率的解耦控制，具有较好的动态特性，对仿真结果进行分析，证明了本文采用的控制策略在V2G充放电机应用中的有效性和可行性。

参考文献

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