0 引言

　　近年来，同步BUCK型开关电源因高效率、低功耗的优势被广泛用作各种电子设备的电源，其采用同步整流MOSFET代替传统的续流二极管，是目前比较常用的一类开关电源拓扑。同步BUCK变换器在满负载情况时工作于连续电流模式（CCM）；但在轻负载情况下，当负载电流降低至低于电感电流时，会出现电感电流倒灌现象，此时变换器需要工作在非连续电流模式（DCM）下以降低损耗。通常，同步变换器实现DCM模式是比较困难的，尤其是在高频应用中，这时往往需要一个高速、高精度的电感电流过零检测电路[1-3]，在轻载时能及时关断同步续流管，降低变换器轻载模式下功耗。

　　本文提出了一种低功耗同步BUCK芯片的过零检测电路，采用双电压门限技术及门限温度补偿电路，有效限制了电感电流的倒灌。详细介绍了同步BUCK变换器DCM工作模式及过零检测机制，通过仿真验证了该过零检测电路工作性能良好。

1 同步BUCK变换器DCM工作模式及过零检测机制

　　1.1 同步BUCK变换器DCM工作模式

　　同步BUCK型变换器的拓扑结构如图1所示，其采用同步整流MOSFET代替传统异步变换器的续流二极管，从而极大提高电源转换效率。其中，M1为高端开关管，M2为同步整流MOSFET，Driver信号是带有死区时间控制的脉宽调制方波，驱动M1及M2的导通和关断。L为储能电感，R为负载电阻，C为输出端电容。当Driver驱动信号为高电平时开关管M1导通，输入电压对电感L充电；当Driver信号为低电平时续流管M2导通，电感放电到负载R。

　　假设图1中的开关管M1、续流管M2的导通阻抗分别为RON1、RON2，则在开关管M1导通时SW端的电压VSW1可表示为：

　　VSW1=VIN-IL·RON1(1)

　　同步续流管M2导通时SW端的电压：

　　VSW2=0-IL·RON2(2)

　　假设RON1、RON2为定值，根据式(1)、式(2)可知，SW端的电压变化量与电感电流的变化量成线性比例关系，因此可以利用SW端电压作为电感电流的采样信号[4，5]。

　　轻载情况下，同步BUCK变换器通常工作于两种模式：强迫连续导通模式(FCCM)或非连续导通模式(DCM)，图2(a)、图2(b)所示分别为FCCM和DCM模式下的电感电流波形。可以看出，FCCM模式中每个周期电感电流都回到零并有反向电流流通时间，而DCM模式下电流回到零后没有反向电流流过，保持零电流至周期结束。

　　1.2 同步BUCK变换器过零检测机制

　　图3所示为本文提出的同步BUCK变换器过零检测电路原理图。文中的过零检测电路包括三部分：过零检测使能电路、边沿隐匿电路和负阈值电压比较器。过零检测电路使能信号如图3中ZC_en信号所示，当变换器高端开关管驱动信号HS_dr为高电平，通过使能电路反相作用，使能信号ZC_en为低电平，整个过零检测电路关断；当HS_dr为低电平，ZC_en拉高，从而使能过零检测电路开始工作。通过该使能电路，只有在高端管关闭，低端续流管开启阶段，电感电流可能会出现倒灌现象时，过零检测电路才启动工作，从而极大降低了系统的功耗[6]。边沿隐匿电路如图3中虚线框中所示，能有效屏蔽低端续流管导通瞬间SW端电位扰动对过零检测电路造成的误触发。负阈值电压比较器如图3中ZC比较器所示，由1.1中分析可知，电感电流降低到零时，VSW也降为零，但由于变换器内部的逻辑延迟、线延迟和一些寄生参数的影响，致使VSW=0时，控制电路不能及时关断同步续流管，仍会导致电感电流的倒灌。因此实际应用中，通常选取略低于0 V的SW电压作为过零比较器的翻转门限。负电压阈值比较器检测SW端电压，一旦SW电位达到负电压阈值，比较器输出保护信号，系统将关断低端续流管，防止电感电流倒灌[7]。

2 过零检测电路的设计

　　过零检测电路主要包含两部分：双门限电压采集电路和负阈值电压比较器电路，分别如图4、图5所示。双门限电压采集电路实现对VSW和PGND的电压采样，采样结果提供负阈值电压比较器进行比较；负阈值电压比较器比较IN+与IN-，比较结果VOUT通过Driver模块控制低端整流管的导通或关断。

　　2.1 双门限电压采集电路

　　图4所示为双门限电压采集电路，当Ctr1电平为高、Ctr2为低时，MN1导通，MN2截止，VSW0≈VSW；当Ctr1电平为低、Ctr2为高时，MN1截止，MN2导通，VSW0≈R2/(R1+R2)×VSW，从而实现对VSW双门限采集。

　　2.2 负阈值电压比较器电路

　　图5所示为负阈值电压比较器实际电路，比较器采用两级放大电路，分别为第二级NPN放大电路和第三级NMOS放大电路，其中第二级为电阻负载的NPN放大电路，以保证宽带宽和低延时；第三级为CMOS放大电路，以提高增益，同时对波形进行整形；最后一级为输出级，将比较输出电压转化成全摆幅信号。第一级采用PNP跟随电路，将两个输入信号抬高以达到第二级NPN放大电路的共模输入电平下限值。

　　BJT放大电路与CMOS电路相比转换速度更快，也具有更好的带宽，因此第二级采用NPN放大电路。但BJT在集电极电流相对稳定时受温度变化影响较大，故需要正温度系数电流，以稳定NPN差分对的增益[8]。前两级电流源I1为带隙基准源提供的正温度系数电流，后两级电流源I2为负温度系数电流，以降低增益和延时的温度特性。

　　图5中电流源I1可以表示为(其中K、N、R均为常值)：

　　由式(5)可以看出，NPN放大级的增益和温度无关，但第三级和输出级是CMOS电路，受温度影响较小。

3 仿真结果及分析

　　将上述过零检测电路应用于一款同步BUCK电源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工艺设计，利用HSPICE进行仿真。输入电压4.5 V～18 V，开关频率700 kHz，储能电感1.5 ?滋H，输出电容44 ?滋F，RON1=100 m，RON2=70 m。

　　图6所示为负阈值电压比较器直流仿真结果。当PGND设置为0时，比较器的负阈值门限约为-12 mV，其阈值门限失调容差约为0.1 mV。当温度从-40 ℃变化到120 ℃时，其负阈值门限容差约为0.2 mV，阈值电压容差极小。温度仿真结果显示，当图5中所示I1、I2分别为正温度系数和负温度系数电流源时，MP4的栅极电压Vg1温度系数接近于零，MP5的栅极电压Vg2变化容差约为54 mV，比较器性能稳定。

　　图7和图8所示分别为一款同步BUCK电源芯片加载和去除论文中过零检测电路后轻载时仿真结果。可以看出：当系统中加载了过零检测电路时，电感电流每个开关周期都要回到零，且保持零直到周期结束，开始另一个充放电周期，没有反向电流出现，故系统工作于DCM模式；当系统中没有过零检测电路时，电感电流每个开关周期都有一段反向电流，故系统工作于FCCM模式。论文提出的过零检测电路能在系统轻载时及时关断低端续流管，极大降低了功耗，达到设计要求。

4 结论

　　本文设计了一种低功耗同步BUCK芯片的过零检测电路，该电路采用两个不同电压门限采集技术，并对门限进行温度补偿，有效限制了电感电流的倒灌；同时设计了边沿隐匿电路，避免电路切换时引起的误触发。该过零检测电路已应用于一款同步BUCK电源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工艺进行设计及仿真验证，当系统温度在-40～120 ℃变化时，负阈值电压门限容差为0.2 mV，实现高精度的过零检测，且静态功耗极低。

参考文献

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　　[3] 严尔梅，韦远武，虢韬，等.一种适用于同步整流开关电源的过零检测电路[J].电子技术应用，2013(8)：47-49，53.

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　　[5] 孙毛毛，冯全源.同步整流器电流控制比较器的研究与设计[J].微计算机信息，2007（26）：295-296，65.

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　　[8] 毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2003：15-16.