文献标识码： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2016.05.035
中文引用格式： 蒋林，王海唐，吴俊. 基于自主均流技术的功率因数校正电路的研究[J].电子技术应用，2016，42(5)：128-130，134.
英文引用格式： Jiang Lin，Wang Haitang，Wu Jun. Research on power factor correction circuit based on autonomous current sharing technique[J].Application of Electronic Technique，2016，42(5)：128-130，134.
0 引言
均流技术是解决在现有功率器件受限的情况下，增加电源的输出功率和减少研发成本的有效手段。特别是在通信电源、电镀电源和雷达电源等上得到了广泛的应用[1-3]。
现有的均流技术主要分为：自主均流技术和主从均流技术。从本质上讲，电源的均流都是通过调整输出电压来达到均流的目的。电源模块在并联运行的过程中，很小的输出电压都会引起输出电流的巨大变化，所以必须限制电源模块的输出电压调节量[1]。
AC/DC功率变化电路在工业中得到了广泛的应用，但随着大量整流电路的应用，给电网造成了很大的谐波污染，影响电网的稳定运行。现有治理谐波的方法有集中治理和分布治理，最好的方式都是通过有源功率因数校正（PFC）电路实现源头治理[4]。功率因数校正电路一般采用Boost电路作为电源的主拓扑，所以电源的效率非常高（大于96%），高功率密度的功率因数校正电源模块在国外应用得很成熟，国内还处于起步阶段。由于军备国产化的要求，国内许多电源模块厂家开始研究功率因数校正电源模块。国内推出的功率因数校正电源模块大多只能单模块运行，不能多电源模块并联运行。本设计利用自主均流技术来实现功率因数校正电源模块的并联运行，对增大电源输出功率、减少研发成本和缩短研发周期等有重要意义[2]。
1 PFC校正电源设计
功率因数校正电路设计的两个关键是高频率开关和高功率密度，但是这本身是相互矛盾的，高频率会增大开关损耗，影响电源散热，进而影响电源功率密度。在实际应用中，功率变换系统的安放空间是首要考虑的问题，而效率是其次的。因此，在电源设计时对高功率密度的重视程度要超过高工作频率。
通常，根据电感中电流的波形，功率因数校正电源有3种工作模式：连续电流工作模式（CCM）、临界电流工作模式（BCM）和断续电流工作模式（DCM）。有研究表明，在许多小功率应用中，基于Boost功率因数校正电路运行于临界电流工作模式或断续电流工作模式。这是因为对于CCM工作模式，需要对电感电流进行精确的采样，然而对于BCM和DCM来说是不需要精确采样的。对于临界电流工作模式来讲，需要在电感上额外添加一个副边绕组来检测电流的过零点，然而对于DCM来说，这个电流过零检测是完全不需要的。
一般处于临界或断续电流工作模式的功率因数校正电源小于500 W，而本文所设计的电源功率为2 kW，所以选用连续电流工作模式[4]。本文利用交错并联技术来设计单电源模块的主电路，其电路结构如图1所示。此电路不仅可以提高电源的输出功率，也能减小电源的输出纹波，并能防止电源出现次谐波震荡。
在设计中，最为主要的是储能元件和开关器件的选择。开关器件的选择应满足足够的电压和电流裕量，更低的功耗。储能器件的选择影响到电源的功率、动态响应和冲击响应等，下面给出储能器件的选择原则。
1.1 电感的设计
BOOST变换拓扑中电感的设计是十分重要的，已经在大量的文献中予以讨论。设计的第一步是确保功率因数校正电路正常运行所需要的电感量，这就必须要求即使在最大功率的运行状况下，电感也不能够达到饱和状态。基于连续电流工作模式下的电感选择可以根据下式计算[8]：
然后，磁性的材质和尺寸都必须满足匝数和温度的要求。在实际应用中，由于铁氧化体磁性材料的高频损耗低，在开关电源中得到了广泛的应用。图2给出了电感的设计步骤。
1.2 滤波电容的设计
输出滤波电容决定了电源的功率密度和功率等级，由于直流母线上的电压为一个直流电压叠加一个幅值很小的交流纹波电压。纹波电压由输出的功率Po和交流电源的输入频率ω决定[8]：
为了确保功率因数校正电路的正常运行，设计参数必须要满足以下两个条件：
(1)输出电压uo必须大于输入电压的最大值，这是为了确保功率因数校正电源的输入电流波形跟随输入电压波形的变化而变化。
(2)输出电压uo必须小于电容、开关管和二极管的最大耐压值，这样才能确保功率因数校正电路的安全运行。
这样就规定电容的最小容量要求和最小耐压要求。
1.3 基于BOOST的PFC电路数学模型
基于平均电流控制模式，电源系统的动态数学模型为：
2 电源均流方案设计
要实现电源的均流控制，首先要对电流进行精确的采样。目前最简单的方法是通过电阻取样，测量电阻两端的电压来检测电流的大小。为了降低损耗，一般采样电阻为毫欧级，这就要求对取样电压进行放大处理，同时要求运算放大的偏置电流极低。因此，我们选用LTC6102作为电流的放大器，并设计单电源供电，其中电流采样电路和放大电路分别如图3、图4所示。
在取得电流信号之后，讨论均流电路的设计。在设计时，选用UCC29002作为自主均流控制芯片，最为重要的输出电压调节量和均流环带宽。自主均流技术时，需要将每个电源的均流线LS连在一起，每个电源模块会主动跟随LS最大的电源模块运行，如图5所示。
首先，由于UCC29002的最大可调节电流为6 mA，采用二极管隔离输出，输出电压的调节量需要大于10 V以上，则采样回路的调节电阻为：
其次，均流带宽的确定。因功率因数校正电路的电压外环带宽一般为15～20 Hz，那么均流带宽必须设置在此带宽的1/5处。这样不仅能够保证系统的快速动态响应，也保证了系统的均流精度。图6给出了电流闭环控制的结构框图，其中电流采样反馈为比例大惯性环节，而对环路的补偿采用比例积分环节G(s)来完成。
于是，整个电流环的开环传递函数为：
在补偿器的设计中，必须要保证均流环系统的开环传递函数的截止频率在3 Hz以内，要预留出足够的相位余量（需大于45°）。
均流精度是衡量均流电路的重要指标，以两个电源并联为例，均流精度定义为：
式中：η为均流精度，I1和I2代表两模块的输出电流。
3 仿真结果及分析
利用saber仿真平台，搭建了基于自主均流技术的功率因数校正电路仿真模型，如图7所示。当进行单个电源仿真时，直接采用图7所示的仿真模型；当进行多个电源并联仿真时，需要将图7中单电源的输出端口并联，并且每个电源模块的LS端口连在一起。均流控制电路如图8所示，单个电源仿真参数如表1所示。
当采用单个电源运行时，仿真结果如图9所示。由图可知，单个电源能够可靠稳定地运行。
当采用两个电源并联运行时，分别在负载为30%、50%和100%进行仿真研究，仿真结果如表2所示。由表2可知，在负载超过30%以后，均流精度小于5%。
4 结论
通过理论分析和仿真实验表明，本文所设计的PFC校正电路及控制电路和均流电路均可行，且并联电源在轻载运行时的电流均流精度小于5%，满足工程实际应用要求。
参考文献
[1] 张军明，谢小高，吴新科，等.DC/DC模块有源均流技术研究[J].中国电机工程学报，2005，25(19)：31-36.
[2] 丘东元，张波，韦聪颖.改进式自主均流技术的研究[J].电工技术学报，2005，20(10)：41-47.
[3] 高玉峰，胡旭杰，陈涛，等.开关电源模块并联均流系统的研究[J].电源技术，2011，35(2)：210-212.
[4] 姚凯.高功率因数DCM Boost PFC变换器的研究[D].南京：南京航空航天大学，2010.
[5] FIGUEIREDO J P M，TOFOLI F L，SILVA B L A.A review of single-phase PFC topologies based on the boost converter[C].IEEE/IAS International Conference on Industry Applications，2010：1-6.
[6] 杨喜军，陈红平，叶芃生.单相有源AC-DC变换器的综述[J].变频器世界，2005(2)：11-16.
[7] DAS P，PAHLEVANINEZHAD M，DROBNIK J，et al.A nonlinear controller based on a discrete energy function for an AC/DC boost PFC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(12)：5458-5476.
[8] NUSSBAUMER T，RAGGL K，KOLAR J W.Design guidelines for interleaved single-phase boost PFC circuits[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56(7)：2559-2573.