0 引言

    得益于集成电路技术的深入研究与迅速发展，各类基于模拟、数字技术的通信设备和消费品已成为当今一大热点。带隙基准电压源是集成电路中非常关键的基本模块，被用作参考电压源，具有高精度、高稳定的特点，且不受电源电压和工作温度的影响^[1]。

    带隙基准电压源广泛应用于光接收机前置跨阻放大器（TIA）、模数转换器（ADC）、数模转换器（DAC）、低压差线性稳压器（LDO）、温度传感器、电压检测器、高精度比较器等模拟和数模混合集成电路中，是不可缺少的关键基本模块，其性能很大程度上决定了系统集成芯片的性能。

    基于CMOS工艺的带隙基准源，可以实现高集成度，达到较低的功耗；基于双极型工艺的带隙基准源，在高速电路有着广泛的应用，有着很强的电流驱动能力。而BiCMOS工艺技术可以实现将CMOS工艺与双极型工艺集成在同一芯片上，因而同时具备了两者的优点，它在集成芯片上所实现的高性能，是其他两种工艺不能达到的。因此，采用BiCMOS工艺来进行带隙基准电压源的研究设计，具有重要的意义^[2]。

1 带隙基准电压源工作原理

    带隙基准电压源的目标是产生一个基准电压——与电源和工艺均不存在关系，且同时具有确定微小温度特性。假设电压V₁随温度升高而减小，电压V₂随温度升高而增加，选取适当的系数α₁和α₂使得α₁×(V₁/T)+α₂×(V₂/T)=0。因此，能够获得带隙基准电压，即有V_REF=α₁V₁+α₂V₂。

1.1 Brokaw带隙基准电压源结构

    Brokaw带隙基准电压源^[3]的电路结构如图1所示。

    从图1不难看出：

    当V_REF电压处于平衡点时，流过晶体管Q1和Q2的电流I_C1=I_C2，通过运算放大器的负反馈作用，使电路输出电压稳定在基准电压V_REF。Brokaw带隙基准电压源在平衡状态下的输出电压为：

1.2 Kujik带隙基准电压源结构

    Kujik带隙基准电压源^[4]的电路结构如图2所示。

    该电路结构与Brokaw带隙基准电压源电路结构有相似之处，通过运算放大器的负反馈作用，得到稳定的带隙基准电压V_REF。

    图中PNP晶体管Q1和Q2为二极管接法的双极型晶体管，根据运算放大器的“虚短”、“虚断”特性，可以得到输出电压V_REF为：

2 BiCMOS带隙基准电压源的设计

2.1 电路分析

    结合上述两种带隙基准电压源结构进行相应改进后，本文中的带隙基准电压源的整体电路如图3所示。

    为了提高电路系统的稳定性，利用“密勒效应”，在运算放大器的两级之间添加一个大的电容进行密勒补偿，得到一个低频极点。电容被分成几个并联以及采用了MOS管电容，电阻也被分开采用了串联的连接方式，均是考虑到了版图设计以及匹配性的需求。

    在传统的核心电路结构中，都是采用MOS管来为核心电路提供偏置电流，而本设计采用npn晶体管来提供偏置电流。通过前面的分析，可以得知使用MOS来提供偏置电流，会出现传输电流为零的“简并点”现象，需要启动电路来激励，而npn晶体管则不存在这种“简并点”，因此本设计中的核心电路不需要启动电路来进行激励。此外，运算放大器与晶体管Q3和Q4、电阻R₃和R₄共同构成反馈回路。因为设计目标中的输出电压为1.2 V，双极型晶体管的基极-发射极电压V_BE约为0.8 V，而电源电压为3.3 V，因此需要使用电阻进行分压，否则难以得到1.2 V的输出电压。

    晶体管Q1和Q2采用二极管连接方式，它们的发射极面积不相等，其面积的比值为n：1。本文中两个晶体管的发射极面积比值为16:2，即n=8，取该值一是降低失调的影响，二是提高器件匹配性，因此这两个晶体管的基极-发射极电压V_BE也不相等。

    由V_B1=V_B2可得：

    则可得晶体管Q1和Q2的基极-发射极电压V_BE的差值ΔV_BE为：

    因此，调节上式中的电阻的比值，便可以得到接近理想温度系数的带隙基准电压。

    图3的放大器结构中，PMOS管M1、M2和M3都是允许传输零电流的，此时运算放大器无法正常工作，因为NMOS管M3的漏极存在零简并点。为了破坏这个“简并点”，需要一个启动电路来进行激励。晶体管Q7、Q8、Q9和电阻R₈构成的支路有电流传输，由于3个晶体管都是以二极管的形式连接的，且每个晶体管的基极-发射极的电压V_BE为0.8 V，则Q10的基极电压为3个V_BE，即2.4 V，因此该晶体管会迅速开启，并有电流传输，其发射极连接在运算放大器电路中的MOS管M3的漏极和M5的漏极之间，则Q10的发射极电流会迅速注入这两个MOS管，进而抬高节点电位，激励MOS管导通，从而使运算放大器达到正常工作状态。待整个带隙基准电路处于稳定工作状态时， Q10发射极电位将被拉至带隙基准电压V_REF与一个基极-发射极电压V_BE之和，即2.0 V，此时Q10的基、射两极之间的压降将会降到0.4 V，Q10关断，不再有电流传输，节省了功耗。

2.2 版图及后仿真

    如图4所示是带隙基准电压源的整体版图。整体电路版图的周围以及需要保护的器件的周围都添加了保护环，该版图的面积为115 μm×220 μm。

    对带隙基准电压源进行后仿真，结果如下：

    (1)温度系数

    在3.3 V电源电压和典型TT工艺角模型下，对带隙基准电压源在温度-40 ℃～100 ℃进行扫描，得到温度系数的后仿真结果，如图5所示。输出电压约为1.2 V，温度系数约为10.0 ppm/℃。

    (2)电源抑制比

    带隙基准电压源电源抑制比PSRR的后仿真结果如图6所示，验证环境：3.3 V电源电压，并加上1 V交流信号分量，典型TT工艺角模型，工作温度27℃，频率扫描范围1 Hz～10 GHz。从图中可以看出，在低频时，带隙基准电压源后仿真的PSRR约为-69 dB；10 kHz时，PSRR约为-53 dB，具有较好的电源抑制特性。

3 偏置电路的设计

3.1 偏置电路结构

    本文中的带隙基准电压源主要为跨阻放大器（TIA）芯片中的其他模块提供稳定的基准参考电压，将带隙基准电压源进行应用，完成了偏置电路模块的设计。图7中，带隙基准电压源的输出电压V_REF从npn晶体管Q1的基极输入，PMOS管M2和M3构成了低压共源共栅电流源，且M3提供了一个偏置电压V_b1。PMOS管M5和电阻R₃构成了一个二极管方式连接的基本电流源，且M5产生了另一个偏置电压V_b2。通过改变电阻R₂和R₃的阻值，调节偏置电压V_b1和V_b2的大小，使所有MOS管工作时均处于饱和区。

    偏置电压V_b1和V_b2分别输入到PMOS管M16、M18、M20和M17、M19、M21的栅极，构成了电流镜，并产生偏置电流。带宽调节功能主要通过改变itemp的电流值，进而影响输出端电流信号，使其速率发生改变，最终使得输出信号的带宽变化。itemp的电流值由两部分构成，一部分是由电流镜产生的基本偏置电流，第二部分是增量电流，这部分电流可以通过控制模块来进行控制，该模块可以对产生增量电流的PMOS管的状态（开启或关断）进行控制。

3.2 偏置电路的带宽调节功能

    图7中，存在两个控制端ctl1和ctl2，其中ctl1控制PMOS管M6和M8，ctl2控制PMOS管M7和M9。ctl1和ctl2只有高（1）、低（0）两种电位。则ctl1和ctl2的逻辑电平控制组合共有11、10、01和00 4种，这4种不同的组合，通过由MOS管构成的简单逻辑门如与非逻辑门、或非逻辑门和非逻辑门来实现。

    如果ctl1和ctl2的控制组合为11或00，可以看出，这两种组合对增量电流的产生没有作用，甚至会影响电路的稳定性。因此，不会产生11和00控制组合。

    当ctl1和ctl2的控制组合为10时，ctl1控制的PMOS管M6和M8处于关断状态，ctl2控制的PMOS管M7和M9处于开启状态。则提供一个(V_b2-V_ds)偏置电压到M11和M13的栅极，使其开启，产生屏蔽特性；另外，提供了一个(V_b2-V_ds)偏置电压到M10和M12的栅极，使这两个PMOS管开启，产生增量偏置电流。

    当ctl1和ctl2的控制组合为01时，ctl1控制的PMOS管M6和M8处于开启状态，ctl2控制的PMOS管M7和M9处于关断状态，此时M7和M9承担隔离电压V_b1和V_b2的作用。那么，M8的漏极与M9的源极间电位为1，使得M10和M12处于关断状态；此外，M6的漏极与M7的源极间电位也为1，使得M11和M13也处于关断状态，则无增量偏置电流产生。

    实际电路中，有多个这样的可控电流模块并列，通过对不同可控电流模块分别提供不同的控制组合，可以实现不同个数的可控偏置电流的叠加。则需要全局控制逻辑对其进行控制，如图8所示，引入了逻辑信号bwh_ctl和bwl_ctl，共有4种逻辑电平控制组合：11、10、01和00。则可以对TIA的输出信号的带宽实现4档调节，经过多次验证，4档调节满足需求。

3.3 版图及后仿真

    图9所示为偏置的整体版图。同样的，整体电路版图的周围以及需要保护的器件的周围都添加了保护环，该版图的面积为154 μm×94 μm。

    对偏置电路进行后仿真，验证其带宽调节功能。在3.3 V的电源电压、TT工艺角模型时，对整个TIA电路系统进行交流后仿真，频率扫描范围从1 Hz到100 GHz，得到带宽调节功能的后仿真结果如图10所示。从图中可以看出，TIA的输出信号的增益均为73 dB左右；组合为11、10、01和00时，TIA的输出信号的带宽分别为7.9 GHz、8.9 GHz、9.8 GHz和10.1 GHz，实现了约2.2 GHz的带宽调节范围，足够满足不同应用的需求。

4 总结

    本文结合两种传统的带隙基准电压源结构，设计了应用于TIA芯片的带隙基准电压源，并进行了结构优化，实现了良好的性能。设计实现了具有带宽调节功能的偏置电路，使得TIA输出信号可以实现7.9 GHz至10.1 GHz范围的带宽调节，提高了TIA芯片的应用范围。完成版图设计，目前正在进行MPW流片。之后，将根据流片测试结果，进一步对电路结构进行改进。

参考文献

[1] 吴文兰，刑立东.带隙基准源的现状及其发展趋势[J].微计算机信息，2010，26(17)：186-188.

[2] 王振宇，成立，高平，等.BiCMOS器件应用前景及其发展趋势[J].电讯技术，2003，43(4)：9-14.

[3] BROKAW A P.A simple three-terminal IC bandgap reference[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1974，9(6)：188-189.

[4] KUIJK K E.A precision reference voltage source[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1973，8(3)：222-226.