文献标识码： A
文章编号： 0258-7998(2014)05-0068-04
超级电容作为一种双电层电容，因其具有瞬时提供大功率、充放电速度快、使用寿命长、工作环境温度宽、充放电次数多等特性，已广泛应用于电力系统功率补偿设备及混合动力汽车中[1-3]。
由于在串联过程中各单体间容量偏差、漏电流以及等效串联电阻等因素对超级电容的影响不容忽视，不同单体会出现过充、过放等现象[4]。为了有效利用超级电容，需采用均衡电路的方法减小或消除单体的不均衡。
目前已有很多电压均衡方法，主要分为两大类：耗散型和非耗散型。耗散型[5]均衡方法包括并联分流电阻法、并联稳压二极管法。其优点是结构简单、易于实现且无需控制；缺点是损耗大、效率低。非耗散型均衡方法优点是能量转换效率高、均衡速度快；缺点是由于加入了一些电子元器件，不仅增加了电路的复杂性，也使系统在控制上产生了一定难度。在众多MIC方法中，反激式DC-DC变换器[6-8]因结构简单而被广泛使用。但开关管电压应力较高，硬开关造成系统功率损耗增加。
本文采用一种新型有源钳位反激式超级电容串联储能组均衡方法，有源钳位拓扑结构解决了开关管电压应力高、功率损耗大的问题。
1 均衡器拓扑电路
本文介绍的有源钳位反激式电压均衡器拓扑如图1所示。由钳位电容Cc1和辅助开关Sa构成的有源钳位电路与变压器初级绕组相连。N个串联超级电容单体分别与变压器N个次级绕组相连，变压器变比稍大于Vin/N。磁化电感Lm、漏电感Lr与钳位电容Cc1实现谐振，主开关为Sw，D1…DN为输出整流二极管，Ca、Cw分别为开关Sa、Sw的寄生电容。
2 均衡原理
本文介绍的有源钳位反激式均衡器在一个工作周期内分为6个工作模态。
模态Ⅰ(t0≤t<t1)：主开关Sw导通、辅助开关Sa关断，如图2(a)所示。电感电流iL流过变压器初级绕组呈线性增长，如图3所示。由于变压器次级绕组因整流二极管的存在而无电流流过，所以磁化能量储存在电感Lm中。经过旁路电流i2对超级电容串进行充电，直到堆电压与输入电压Vin相等时，停止充电。
模态Ⅱ(t1≤t<t2)：从t1时刻开始主开关Sw关断，如图2(b)所示。对主开关Sw的寄生电容Cw进行充电，辅助开关Sa的寄生电容Ca通过电感Lm进行放电。当电容Ca放电完毕，即进入模态Ⅲ。因Ca、Cw容值小，模态Ⅱ过程较为短暂。电感Lm、Lr使电流iL(t)增加，到t2时刻停止。电感电流iL(t)表达式如下：
模态Ⅲ(t2≤t<t3)：如图2(c)所示。电感电流iL流过开关Sa的体二极管。在模态Ⅱ结束时，开关Sa的漏源电压vsa_ds变为零，开关Sa零电压导通。因此，在电感电流iL变为零之前，开关Sa需导通。漏电感Lr与钳位电容Cc1开始谐振。在模态Ⅲ到模态Ⅴ期间，二次侧输出电压vL2因电感电流iL的减小而变为正，且每个变压器二次侧绕组输出电压均相等。因此电流从变压器流向电压最低单体，对其进行充电。同时，因超级电容组电压高于Vin，超级电容侧有电流流向电压源。
模态Ⅳ(t3≤t<t4)：如图2(d)所示，在模态Ⅲ期间，开关Sa导通，电感电流iL反向流动。直到开关Sa关断或在释放完电感中储存的能量之后变压器次级绕组电流变为零时，谐振停止，如图3所示。为实现ZVS，储存在谐振电感Lr的能量需大于寄生电容Cw中的能量，表达式如下：
![NMKZ_{39CN7}CUYMX]Q8{AV.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080271007000003139013.png "NMKZ_{39CN7}CUYMX]Q8{AV.png")
其中， vsw_ds(t4)为开关Sw的瞬时电压，iL(t4)为t4时刻流过变压器初级绕组的瞬时电流。vsw_ds(t4)和iL(t4)满足以下条件：
其中，D为开关Sw的占空比，vL为变压器初级绕组电感电压。在t2时刻，通过式(1)可知，电感电流表达式如下：
![RB_$Y9ZFTC7W(1X~%RQM[]6.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080275330400003188361.png "RB_$Y9ZFTC7W(1X~%RQM[]6.png")
其中，开关关断后，Lr、Cc1和Ca进入谐振状态。
模态Ⅴ(t4≤t<t5)：如图2(e)所示，当电感电流反向流动时，开关Sa关断，对主开关Sw的寄生电容Cw进行充电，辅助开关Sa的寄生电容Ca通过磁化电感电流iL进行放电。因寄生电容Cw容值小，故该模态持续时间较短。
模态Ⅵ(t5≤t<t0)：当寄生电容放电完毕时，电感电流流经开关Sw的体二极管。如图2(f)所示。此时，开关Sw零电压开通。为实现ZVS，电感电流iL变为正向前需导通开关。为将电容Cw的储能完全释放，模态Ⅴ、模态Ⅵ的持续时间td需要满足下式：
![K(`%3HQ_D1Z(R33F)W520]J.png](http://files.chinaaet.com/images/2017/01/23/6362080276297900002412537.png "K(`%3HQ_D1Z(R33F)W520]J.png")
如果td过短，模态Ⅵ便会消失，导致不能实现零电压开关。如图3所示，在vsw_gs变高之前，电压vsw_ds变为零，实现零电压开关。当vsw_ds变为Vin-vL时，钳位电容Cc1吸收电感电流iL。由于电感电流流进钳位电容中，开关Sw不会出现浪涌电压。
3 仿真和实验验证
各个元器件参数如下：磁芯PC40、Lr=5.6 μH、Lm=5.6 μH、Sw、Sa为IRF 540，Ron=77 mΩ、Cw=Ca=50 pF、Cc1=0.11 μF、D1～D3为肖特基二极管，TO220，VD=0.36 V。电容单体容量为300 F，额定电压为2.7 V。变压器变比设置为12:5，工作频率和占空比分别固定为60 kHz和34%，Vin设置为9 V。
实验时3个超级电容的初始电压分别为1.53 V、1.8 V、2.48 V。图4给出了按照实验参数仿真得到实验结果。从图中可以看出大约在38 min时，3个超级电容的电压相等，约为1.9 V。
图5给出了工作过程主要波形。图5(a)为驱动电压波形vsw_gs，图5(b)为电感电流波形。当主开关管Sw导通时，电感电流呈线性增加；Sw关断时，电感电流流过钳位电容Cc1，此时Cc1与漏感Lr开始谐振。
图6为传统型与有源钳位式均衡过程的损耗分析仿真图。仿真过程采用3个额定容量为47 F的双电层电容，电压分别为3.4 V、2.2 V、3.4 V。由图6可知，本文介绍的有源钳位式均衡单体电压比传统型电压高很多，因此能量损耗相对小很多。对比250 s～300 s的电压曲线斜率对比也可以看出，斜率越大，损耗越大。
本文介绍了一种带有源钳位的反激式电压均衡器。与传统反激式方案相比，采用有源钳位电路的结构大大降低了开关管电压应力并实现了ZVS。实验结果证实，该方案与传统方案相比大大减小了能量损耗。
参考文献
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