周篷，蒋林，杨高鹏，周龙，杨旭

　　(西南石油大学 电气信息学院，四川 成都 610500)

       摘要：针对传统放空火炬的高压电子点火系统电极易腐蚀的问题，提出了一种基于感应加热原理的新型点火系统。该电源系统的主拓扑为全桥谐振结构。通过检测负载电流与电压的相位差，利用脉冲频率调制(PFM)方式使电源工作频率实时跟踪锁定负载的固有频率，利用数字信号处理(DSP)在软件上实现数字锁相环，让电源工作在弱感性状态。基于TI公司的TMS320F28335控制芯片，搭建了点火系统的控制平台。仿真和实验结果表明，控制算法能够实现工作频率对固有频率的准确跟踪锁定，且在弱感性工作状态下，电源输出满足设计指标，具有较小的开关损耗。

　　关键词：感应加热；串联谐振；DSP；数字锁相环；saber

　　中图分类号：TN86文献标识码：ADOI： 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.04.002

　　引用格式：周篷，蒋林，杨高鹏，等.放空火炬高频点火系统设计［J］.微型机与应用，2017,36（4）：4-6，17.

0引言

　　在油气田的开采、天然气管道的日常运行中，放空火炬的使用是必不可少的一部分。它能够将有害的气体导引到高空中，并燃烧处理。目前国内的放空火炬基本上采用的是传统高压电子点火，而由于电极长期受腐蚀，在表面会形成硫化物薄膜，阻止了放电，因此电极的寿命较短。高空中的电极更换难度较大，并且频繁的更换也给生产造成了极大的安全隐患。感应加热作为一种非接触式的加热方式，几乎不受气体腐蚀的影响，属于免维护方式，这大大提高了点火系统的可靠性与安全性［1］。

　　感应加热是基于电磁感应原理的，交变电流在周围空间产生交变的磁场，当磁感应线切割导体时，导体会产生感应电流，由于电阻的热效应，导体便会产生热量，这就是感应加热的基本原理。

　　感应加热技术因其加热速度快、不受腐蚀等优点，已被广泛地应用在焊类、锻造、轧制、热处理等领域。但是将感应加热技术运用在放空火炬点火系统上，目前没有应用实例。因此，基于感应加热的放空火炬点火装置具有广泛的实际应用前景［2］。

1系统原理与控制策略

　　1.1主电路的设计

　　串联谐振感应加热电源的主电路结构如图1所示。进线端为单相工频交流电，经过不可控全波整流得到直流电。Cd作为直流滤波电容，其作用是滤波稳压以及在换流时吸收感性无功电流。负载侧采用高频变压器作为负载匹配使用，R、L是感应头的等效电阻和电感，C则是补偿电容，以使逆变器工作在弱感性状态，即电压相位略微超前于电流相位，而为了避免直流偏磁，所以将补偿电容器置于原边侧。

　　点火系统的主电路相关参数设计如下：

　　系统输入为220 V，50 Hz单相交流电，系统输出为25 V，500 A，30~50 kHz单相交流电。直流侧采用单相全波整流，经计算直流母线电压约为：

　　Ud=220×1.1=242(V)(1)

　　滤波电容在逆变器中主要起到滤波、稳定电压、吸收无功电流等作用。在本设计中，采用工频单相全波整流，电压纹波脉动的基波为100 Hz。为了保证提供的电压稳定，滤波电路的时间常数必须为纹波基波周期的6~8倍，此处取6倍，即：

　　滤波电容的耐压值必须高于直流峰值电压311 V，所以滤波电容采用400 V耐压4 700 μF的电容。设计谐振电容时，需考虑它与电感上的无功能量交换。取品质因数Q=3，式(3)得到谐振时电容两端电压，式(4)得到容抗值，式(5)得到谐振频率为40 kHz时的谐振电容值。谐振时，感抗等于容抗，所以，式(6)得到谐振频率为40 kHz时的电感值。

　　1.2控制系统的设计

　　点火系统的加热电源不需要对功率进行实时控制，只需要保持最大功率输出，其控制系统框图如图2所示。对于串联谐振电路来说，工作在谐振状态时其功率最大。因此，本控制系统的核心问题就是让系统工作在弱感性的准谐振状态，即负载电压相位略微超前于电流相位［3］。

　　首先，将电流互感器采集的正弦电流波转换为同相位的矩形波，利用过零比较器将正弦波的每一个过零点翻转成矩形波，并经简单的保护电路送至DSP控制芯片信号采集端。其次，DSP的CAP2捕捉模块1可以设定捕捉脉冲的上升沿或下降沿，并通过计数器将电流的相位和频率信息传递进DSP进行处理［3］。而电流波形的采集、传输、变换过程需要一定的时间，因此在DSP内部还需要对相位进行补偿。作为相位差比较的另一路电压信号，这里没有直接采集负载上的电压，而是将控制脉冲的信号作为电压的相位信号，送进CAP1模块，与CAP2模块一起进入DPLL数字锁相环进行程序运算之后再输出相应控制的脉冲，最后经隔离驱动后直接控制逆变桥的通断［4］。

2数字锁相环设计

　　利用DSP可以在软件上实现数字锁相环，其原理框图如图3所示。数字锁相环的工作原理如下：利用CAP1捕捉电压波形的脉冲，CAP2捕捉电流波形的脉冲。在CAP1中断时，对CAP2的计数器进行清零，因此CAP2的捕获值就是两个波形的相位差，CAP1的值就是电压波形的周期值。再利用增量式PID环节的无差调节控制将相位差调节至零或者一个设定值。相位差和周期信号经PID调节后的控制信号再经相应的频率运算即可得到对应的频率控制值，再控制产生PWM波的工作频率［5］。

3仿真结果与分析

　　基于Saber仿真软件搭建了系统仿真模型，分别对开关频率为100 kHz、23.8 kHz和在谐振状态下的感性负载的电压电流波形进行了仿真测试，其中谐振状态负载电流电压波形如图4所示，开关管电流电压波形如图5所示，开关管开通关断过程如图6所示。从不同的开关频率工作波形可以看出，电源在谐振点时具有最大的功率输出，当偏离谐振点时，输出功率开始衰减，并且越偏离谐振点，衰减越厉害。在谐振时，负载电流和电压是同相位的；当工作频率为100 kHz,大于固有频率时，电流滞后于电压相位，随着频率增大到一定程度之后相位差为90°；而工作频率为23.8 kHz，小于固有频率时，电流超前于电压相位，但由于频率过小，负载电流将失去稳定。

　　当MOS管上的电压为0时，表示MOS管处于导通状态，电流为漏极电流Id。正常工作时，漏极电流为正，当出现负的电流时，则为IRFP460中的反并联二极管的续流电流。开关管在开通和关断时其管子上的电流几乎为零。理论上，在谐振状态时开关管是零电流开关（ZCS）的，此时电源的开关损耗为零［67］。实际上，电源工作于一个小的频率变化区间，也就是弱感性的工作状态。

　　当开关管工作于感性状态时，开关管电流电压波形如图7所示，由图可知，开关管会产生明显的反向电流，这是由于负载感性时电流相位滞后于电压相位所造成的。开关管的开关过程如图8所示，由图可知，在感性状态时，开关管在开通和关断时其电流是衰减的，因此感性状态属于小电流的开关。反复测试发现，工作点越接近谐振点时开关损耗也越小。

　　电源工作在容性状态的情况下，开关管开通和关断时电流很大，同时会出现电流尖峰，并且频率越小尖峰越明显，甚至可能超出MOS管的通流能力，损坏MOS管。对于串联谐振电路来说，工作在容性区的开关损耗是很大的，并且有可能损坏开关管，因此应当避免工作在此区间［8］。

4实验结果

　　利用DSP开发平台，模拟一次电源的启动过程，并用两台示波器，分别观察“逆变桥”的工作频率和输出的相位差。“逆变桥”的“固有频率”设定为40 kHz。电源从较高的频率（80 kHz）启动，此时的相位差是90°，如图9所示。随后由于相位差与目标值相差过大，控制频率迅速减小，并稳定在42.7 kHz左右，也就是达到了需要的弱感性工作状态，如图10所示。　

5结论

　　利用Saber对串联谐振电路的仿真表明，当电源工作在容性状态时，电源的开关损耗大，并且可能损坏开关管，因此要避免其进入此区间；谐振时电源输出功率最大，开关损耗也最小，但是容易因为波动而误入容性工作区；而工作在弱感性状态时，具有较大的输出功率，并且具有较小的开关损耗。所以应当使电源工作在弱感性状态。

　　利用DSP实现数字锁相环，大大减少了硬件电路开销，不存在温漂、器件老化等问题，提高了系统的稳定性。实验结果表明该控制算法能够使系统跟踪锁定固有频率，实现数字锁相环功能。

参考文献

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　　［2］ 徐先泽，肖雅静，时千峰．感应加热技术的应用及发展［J］．现代零部件，2010（3）：62-63．

　　［3］ 吕宏，黄玉水，张仲超．感应加热电源的PWMPFM控制方法［J］．电力电子技术，2003，37（1）：8-11．

　　［4］ 粟坚定．基于DSP的感应加热中频电源应用研究［D］．无锡：江南大学，2012．

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　　［6］ GAMAGE L, AHMED T, SUGIMURA H, et al. Series load resonant phase shifted ZVSPWM high frequency inverter with a single auxiliary edge resonant AC load side snubber for induction heating super heated steamer［C］. The Fifth International Conference on Power Electronics and Drive Systems,Singapore,1720，2003：30-37.

　　［7］ 周志军．软开关电源设计与仿真研究［D］．武汉：武汉大学，2004．

　　［8］ 倪徐良．50kHz IGBT串联谐振感应加热电源研制［D］．西安：西安理工大学，2008．