0 引言

    变换器作为能量转换与传递装置，其效率和性能受到广泛关注和研究。反激变换器（见图1（a））结构简单，被广泛用于输出功率P_o≤100 W工况^[1-5]。然而，转换效率η_e较低，并且开关管必须承受来自变压器的漏电感L_lk1产生的高压应力。

    非对称半桥（Asymmetrical Half-Bridge，AHB）变换器（见图1（b））常用于功率要求100 W≤P_o≤500 W^[2-9]的工况。AHB克服了反激变换器变压器的漏电感L_lk1产生的高压应力缺陷，开关管S₂的断态电压被钳位到输入电压V_IN。AHB变换器实现了开关S₁和S₂的零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)，因此转换效率η_e得到提高^[6-7]。但是，宽功率输出时，二极管D₁和D₂的占空比丢失增加。另一个问题是漏电感L_lk1与D₁和D₂的寄生电容构成谐振，从而引起电压振铃问题。

    带倍压器结构的AHB变换器（见图1（c）），具有与AHB变换器相同的初级电路，但次级电路采用倍压器结构。倍压器将D₁和D₂的电压钳位到输出电压V_o来抑制AHB的电压振铃的问题，因此二极管的电压应力减小。由于消除了占空比丢失，因此带倍压器结构的AHB变换器具有比AHB变换器高的转换效率η_e。但是，该变换器输入电压V_IN范围较小^[8-10]。

    本文提出一种低应力高效非对称半桥变换器，采用带电感Lf的倍压器结构，变压器次级绕组采用不平衡结构，增加输入电压VIN的范围（330 V≤V_IN≤440 V）；同时实现了开关管的低电压和电流应力，整流二级管的低电流应力；输出功率在10～100 W之间时，效率η_e在90%～96%之间。所提变换器结构见图1（d）。

1 所提变换器工作机理分析

    所提变换器的初级与AHB变换器的初级相同。次级采用带有L_f的倍压器结构，有利于实现开关管S₁和S₂的ZVS，同时实现输出滤波。由于D₁和D₂没有续流电流流过，因此占空比丢失问题得到有效抑制；电感器L_f和C₁，C₂构成谐振，实现D₁和D₂的精准ZVS，有利于效率提高。本文变换器工作模式如图2所示，工作波形见图3。

    具体工作模式如下：

    t₀<t<t₁阶段(见图2(a))，在此期间，当t=t₀时，S₂关断，变换器进入死区。在此期间，电容C_S2从0 V充电到V_IN，电容C_S1从V_IN放电到0 V。当i_D2逐渐减小到0 A时，该模式结束，从而实现D2的零电流关断（Zero Current Switch，ZCS）。

    t₁<t<t₂阶段（见图2(b)），在此期间，流过L_m的电流保持原有的方向，二极管D_S1导通，随后S₁导通。此期间，D₁导通，i_D1开始流动。通过对L_m应用伏秒平衡得出C_B的端电压V_CB=DV_IN。

    流过L_m的电流i_m为：

    t₂<t<t₃阶段（见图2(c)），在此期间，在t=t₂之前S₁闭合，当i_m=-i_pri时，D_S1在t=t₂时关断，其中i_pri是通过理想变压器初级绕组的电流。与式（2）相同的i_D1对C₁充电；能量从输入端传输到输出侧。当S₁关断时，此模式结束。

    t₃<t<t₄阶段（见图2(d)），在此期间，当t=t₃时，S₁关断，S₂保持关断状态，因此变换器进入死区时间间隔。C_S2从V_IN放电至0 V，C_S1从0 V充电至V_IN。当充电和放电过程完成时，该模式结束。

    t₄<t<t₅阶段（见图2(e)），在此期间，i_D1在t=t₄处开始减小，并且存储在L_f中的能量被传送到C₁。对于t₄<t<T_S+t₁，L_m两端的电压V_Lm=-V_CB，S₂的体二极管D_S2导通， L_f两端的电压为-(n₁DV_IN+V_C1)，所以i_D1可以表示成：

    当i_D1=0 A时，该模式结束，其持续时间短，因为存储在L_f中的能量小。

    t₅<t<t₆阶段（见图2(f)），在此期间，D₁关断，D₂导通，D_S2仍导通。S₂在t>t₅时接通。当L_f与C₁和C₂谐振时，流经D₂的电流i_D2为：

    t₆<t<t₇阶段（见图2(g)），当t<t₆时S₂导通，当i_m=-i_pri时，D_S2在t=t₆时关断。存储在L_m中的能量被传递到输出端并且i_m减小。当i_m<0 A时存储在L_f中的能量被传送到输出端。i_D2同式（4）。当S₂关断时，此模式结束。

    所提变换器设计为具有n₁<n₂，在V_C1≈V_C2≈V₀/2状态下操作。依据在D₁导通的(D+α)T_S时间段和D₂导通的(1-D-α)T_S时间段内V_Lf(t)的平均电压应该为0 V的条件，得出变压器的匝数比n₁和n₂为：

2 关键参数设计

    （1）正向电感L_f

    i_D2(t)的平均值等于I_O，因此由式(4)可得：

3 实验结果

    构建了所提变换器实验平台，测试了反激变换器、AHB变换器以及带倍压器的AHB变换器，并进行功率和应力等性能的比较分析。

    在P_o=100 W下测得所提变换器的D₁和D₂的电压和电流波形(见图4（a）)，常规AHB变换器(见图4（b）)和带倍压器结构的变换器(见图4（c）)。所提变换器比其他AHB变换器电压振铃少得多，并且没有AHB变换器具有的占空比损耗。

    当V_IN=390 V、V_O=142 V和P_o=10-100 W时测量得AHB变换器、带倍压AHB以及所提变换器的功率转换效率η_e与输出功率P_o的曲线（见图4（d））。反激变换器随着输出功率P_o的减小开关损耗不断增加，η_e迅速下降；AHB变换器存在占空比丢失，所以效率较低；所提出的变换器具有最高的η_e，因为它没有占空比丢失，并且开关管和二极管实现了精准软开关技术。带倍压结构的AHB的η_e非常接近于所提出的变换器，但有占空比丢失，并且L_m有直流偏移电流。

    在V_IN=390 V、V_o=142 V、P_o=100 W和D=0.31时，将所提变换器、带倍压的AHB、常规AHB进行了应力测试(见表1)。所提变换器的D2的电压应力被测量为240 V，而AHB变换器的电压应力为830 V。带倍压的AHB在S₁和S₂上比其他变换器具有更高的电流应力，因为其次级中没有使用谐振。由表1可以看出所提变换器的开关管S₁、S₂电压和电流应力较低，D₁、D₂电流应力也较低，但所提出的变换器变压器次级不对称设计(n₁<n₂)，所提变换器的D₂的电压应力比带倍压的AHB变换器的电压应力高约50％。

4 结语

    所提非对称半桥变换器在较宽范围功率输出时仍具有高效率η_e。通过在次级电路中采用正向电感器L_f解决了AHB变换器中的电压振铃和占空比损失的问题。所提变换器的开关管S₁、S₂电压和电流应力较低，D₁、D₂电流应力也较低，但由于所提变换器变压器的次级不对称设计（n₁<n₂），D₂电压应力略高。

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作者信息:

姚月琴1，鲁正楷2

（1.盐城工业职业技术学院 机电工程学院，江苏 盐城224005；2.西北工业大学 自动化学院，陕西 西安710129）