0 引言

    在电动车的应用场合中，采用高低压直流转换器（DC/DC）代替传统汽车中原有的低压发电机模块：通过车载DC/DC将整车的高压动力电源降压为低压12 V DC(或24 V DC)电源。而移相全桥零电压开关（ZVS）拓扑在大中功率开关电源应用场合下，能够利用自身漏感或外接串联谐振电感与功率开关管寄生电容进行谐振的特点实现功率管的软开关，有着控制简单、不需外加辅助电路等优点，是电动车载DC/DC的合适拓扑选择；但采用全波整流结构的副边整流二极管常在硬开关状态下工作，在全波整流电路换流时，整流二极管PN结内存储的电荷在二倍工作反压下被全部扫出^[1]，存在反向恢复过程；进而在外接串联谐振电感和变压器漏感上流过反向恢复电流，等效向应关闭二极管寄生电容充电，导致在整流二极管两端出现大幅振荡，产生至少两倍工作电压的电压尖峰^[2]，恶化了工作过程中二极管的电压应力，影响了电路效率与可靠性。

    在参考文献[2]中采用原边钳位二极管能有效抑制串联谐振电感带来的振荡，这种方式结构简单、附加损耗可忽略；但变压器副边漏感仍参与谐振，依旧会导致电压尖峰出现，且不适用将变压器漏感代替谐振电感的场合；本文针对全波整流换流时的谐振发生过程进行了分析与计算，得到其等效电路与振荡尖峰的数学模型，为后续设计抑制振荡方案提供理论基础；最后在采用原边钳位二极管的基础上增加副边RCD吸收电路并且给出一种RCD吸收电路电阻电容参数的计算方法以满足对二极管电压应力的要求；并且通过Saber进行仿真和实验样机测试验证：在对象为采用全波整流的500 W移相全桥ZVS-DCDC变换器上得到对比RCD吸收电路前后的整流二极管电压、吸收电路电容电压以及原边钳位二极管电流波形；实验结果表明在采用RCD吸收电路后能有效减小振荡电压峰值约1/4，减小原边钳位二极管导通电流约2/3；验证了前述分析与设想。

1 振荡原因分析与建模

    图1为原边采用移相全桥副边采用全波整流DC/DC变换器简化示意图。为便于分析忽略变压器匝间电容，将二极管寄生电感与导线杂散电感合并到变压器漏感，合并后的等效总电感记为L_leak1和L_leak2。

    当变压器原边输入u₁等于0时，L_r上负载电流自然续流，二极管DR₁和DR₂均处于导通状态^[3]，分别流过电流i₁与i₂；在输入电压u₁至0升高为U_in(或下降至-U_in)后，对应二极管DR₁(或DR₂)流过电流迅速减小为0,完成换流过程。此后二极管DR₁(或DR₂)处于反向恢复过程，变压器漏感上流过的反向恢复电流i₁(或i₂)向已关闭二极管寄生电容C_T1(或C_T2)充电，在电容C_T1(或C_T2)与漏感L_leak1(或L_leak2)之间发生振荡，导致在DR₁(或DR₂)两端出现极大的电压尖峰。

    以变压器原边输入电压u₁由0升高至U_in后的换流过程为对象进行分析：当u₁升高至U_in后，换流过程开始^[3]，二极管DR₁开始关断，i₁开始减小，i₂开始增大，DR₁与DR₂同时提供负载电流如图2(a)所示，按照匝数比K将u₁折算到副边后得到其简化等效电路如图2(b)所示，图2(b)中换流过程持续直到i₂增大到等于输出滤波电感电流，i₁减小直至零；其后的极短时间内输出LC低通滤波器与负载并联后可以等效为一个恒流源i_Lr，i_Lr等于i₂，为使关闭二极管完成反向恢复过程必须先扫除PN结内的全部存储电荷^[1]，i₁在二倍工作反压下快速减小到零，然后反向继续增大至最大值I_rm，此过程中C_T1两端电压u_c恒等于零，如等效电路图2(c)；在反向恢复电流达到峰值I_rm后，二极管DR₁进入反向阻断状态(等效为R_off并联C_T1)，i₁开始减小^[1]，C_T1两端电压u_c开始上升，等效电感L_leak1与C_T1开始发生谐振，二极管阻断电阻记为R_off，由于图2(c)中等效并联的电流源不影响后续谐振，将其忽略后得到简化等效谐振电路如图2(d)所示。

    由图2(d)可知，初始电流为I_rm的等效电感L_leak1与初始电压为零的二极管寄生电容C_T1发生谐振。设定谐振过程中C_T1恒定不变，由电感电容特性知有以下微分方程：

    上述求解过程的条件为：

    由厂家器件手册可知二极管阻断电阻很大，一般能够满足上述条件。

    对上述过程中关闭二极管两端出现的电压振荡幅值进行分析：由式(5)、式(10)可知在谐振过程中二极管两端出现至少两倍正常工作电压的电压尖峰。以下有四种情况导致振荡尖峰幅值改变：(1)当工作电压升高，在占空比不改变的情况下U_in/K将会加大，由式(10)可知振荡幅值U_ct增大；(2)在工作电流增加时，反向恢复时间变长^[4]，反向恢复电流 I_rm变大，由式（10)可知振荡幅值Uct增大；(3)当电容C_T1变大时，可等效为参与谐振电容变大，由式(7)、式(8)、式(10)可计算得出振荡幅值U_ct减小；(4)当总漏感L_leak1减小时，由式(8)、式(10)可知ω增大，振荡幅值U_ct减小。

    综上分析通过减小漏感、选择合适寄生电容大小的二极管对抑制振荡有积极效果；而在大电流高电压的应用场合下二极管两端振荡加剧，增大了损耗，提高了对二极管的耐压要求，必须通过合适措施如原边钳位二极管电路或RC/RCD缓冲电路等进行抑制。

2 抑制措施分析与RCD参数计算

    对于移相全桥/全波整流DCDC变换器，使用原边钳位二极管能较好地抑制串联谐振电感^[5]引起的振荡与电压尖峰：通过在变压器原边电路增加钳位二极管D₅、D₆，在振荡发生时能够将原边电压钳位至U_in，副边电压钳位至U_in/K，大多数情况下能有效抑制振荡电压尖峰，并提高电路效率，如图3所示。

    但是这种抑制措施没有考虑变压器自身漏感的影响，在变压器漏感较大或利用变压器漏感作为谐振电感的情况下，钳位二极管无法抑制副边换流振荡；且高电压大电流输入情况下D₅、D₆导通电流过大^[5]，发热严重，容易损坏钳位二极管，因此本文在原边采用钳位二极管的基础上，全波整流电路中增加了RCD吸收电路对振荡进行抑制，在变压器漏感较大的情况下仍然可以保证整流二极管电压尖峰不超过阈值，同时实验证明可以减小钳位二极管导通电流，增强其可靠性。

    采用的RCD吸收电路如图4所示，当谐振发生时，漏感L_leak中的总能量由外接的吸收电容C_s与二极管寄生电容C_T吸收，因为C_s一般远大于C_T，所以漏感上绝大部分的能量流过吸收二极管D_s1（或D_s2）由C_s吸收，C_s两端电压很快达到期望的电压峰值U_p，再通过释放电阻R_s消耗掉C_s吸收的能量，使C_s两端电压缓慢下降,达到抑制振荡的目的。

    为二极管两端电压尖峰满足器件手册中电压应力要求，吸收电容C_s峰值电压U_p应尽可能减小；同时为使消耗在电阻R_s上的能量尽可能减小以提高效率，电容C_s与电阻R_s应满足以下条件^[2]：

    上式中漏感值L_leak可通过测量得到，反向恢复电流可由器件手册提供，通过设定吸收电容两端期望的电压峰值U_p的方式即可计算出合适的电容C_s大小。

    再根据电容放电公式可知：

    上式中U_out为变换器平均输出电压，根据工作频率与占空比大小可得电容放电时间t；综上所述，由式(12)～式(14)可计算得到RCD电路电阻电容参数。

3 结果分析

    为验证上述数学模型的正确性与RCD吸收电路参数计算方法的可行性，分别在Saber仿真软件与搭建的样机上进行实验。本文设计DC/DC变换器拓扑选择为原边移相全桥/副边全波整流，电路参数如下：额定功率500 W，额定输入为380 VDC/1.32 A，额定输出为12 V/42 A，外接谐振电感22 μH，开关频率100 kHz；RCD电路参数：R_s为500 Ω，C_s为220 nF。

    图5为Saber仿真下对比采取RCD电路前后整流二极管电压波形，由图可知在采用RCD吸收电路后谐振电压峰值从82.5 V降低至52.4 V，下降约37%。

    图6为Saber仿真下得到的原边钳位二极管导通电流对比波形，由图可知对应导通电流峰值从0.305 A降至0.1 A，下降约2/3，显然可以改善钳位二极管的发热情况，增强其可靠性。

    同时在样机环境下，输出负载为12 V/10 A时测量采用RCD电路前后整流二极管电压波形和吸收电容C_s两端电压如图7、图8所示，对比可见在采用RCD电路前后电压尖峰从58 V减小到46.7 V，降低了24.1%，有效抑制了变压器自身漏感引起的谐振。

    由图8可知吸收电容C_s稳态下最高电压为48.8 V，最低电压为42.4 V，对整流二极管两端电压起到很好的钳位作用，满足整流二极管对电压应力的要求。

    通过对比图6中原边钳位二极管导通电流可知，设计的RCD吸收电路可以极大地减小原边钳位二极管导通电流，有效改善大电流高电压情况下钳位二极管发热严重的情况。同时由二极管两端电压与吸收电容电压波形分析可得，即使在原边采取钳位二极管的情况下，可以减小串联谐振电感对谐振的影响，但是整流二极管两端电压依然会出现较大的电压尖峰；而在采取RCD吸收电路后整流二极管两端电压尖峰可以下降约1/4，有效抑制了变压器漏感对振荡电压尖峰的影响，极大地改善了整流二极管工作状态下的电压应力，对抑制振荡有很好的积极效果。

4 结论

     本文首先分析了副边采用全波整流的移相全桥ZVS拓扑换流过程中出现振荡的机理与过程，并建立了其等效电路与数学模型，为后续抑制振荡措施建立了理论基础；其次分析了常见原边钳位二极管抑制振荡方案的优缺点，在此基础上提出增加RCD吸收电路以使电路适用于变压器漏感较大的场合，并给出了详细的RCD电路参数计算过程；最后分别在Saber仿真软件与500 W样机平台上进行了实验，验证了前述模型的正确性与计算方法的可行性：设计的RCD吸收电路能极大减小原边钳位二极管导通电流，同时对抑制振荡与电压尖峰有很好的积极效果。

参考文献

[1] 杨志华.开关电源中二极管反向恢复的电压浪涌与损耗[J].通信电源技术，1998(12)：5-8.

[2] FATHY K.A novel soft-switching PWM full-bridge DC/DC converter with DC busline series switch-parallel capacitor edge resonant snubber assisted by high-frequency transformer leakage inductor[C].Proceedings of CES/IEEE 5th International Power Electronics and Motior Control Conference，2006.

[3] 阮新波，严仰光.直流开关电源的软开关技术[M].北京：科学出版社，2000.

[4] 刘申月，王书强，王立伟，等.DC/DC变换器输出整流桥寄生振荡机理分析与抑制[J].电力电子技术，2009，43(10)：83-85.

[5] 皮之军.移相全桥ZVS变换器整流桥寄生振荡的抑制[J].电源世界，2006(6)：1-4.

[6] 陈乾宏，殷兰兰，王健，等.二极管加电流互感器箝位的移相全桥DC/DC变换器[J].中国电机工程学报，2008(15)：23-31.

[7] 张吴斌，吕国芳.移相全桥整流二极管电压尖峰及震荡研究[J].电子设计工程，2016，24(1)：191-193.

作者信息:

何德威，石  春，吴  刚

(中国科学技术大学 信息科学技术学院，安徽 合肥230026)