以太网供电PoE（Power over Ethernet）技术正日益受到人们的青睐，它可以消除各终端设备需安装许多AC 适配器和 AC 插座的要求。一个完整的以太网供电系统包括供电设备（PSE）和受电设备（PD）两部分，两者基于IEEE802.3af标准建立起有关连接情况、设备类型、功耗级别等方面的信息联系。由于受电设备功率较低（≤12.95W），所以不易实现高效率和高稳定性。本文分析并设计一种具有成本低、效率高（86%）、输出与输入电压" title="输入电压">输入电压隔离、动态响应好等特点的DC/DC变换器，着重对控制回路进行了详细的设计。该转换器可用于以太网供电系统的受电设备中，符合IEEE802.3af标准。
1 PD接口的实现
　　典型的PD需要一个符合IEEE802.3af的以太网供电接口和一个DC/DC转换器，其原理图如图1所示。接口电路包括分级电路、UVLO和电流限制电路等，如果采用分立器件构建，将会使变换器的实现变得复杂，且成本可能比集成化的接口控制器更高。MAX5941A/MAX5941B集成了PD接口控制器和适用于Flyback和Forward的PWM控制器，使设计变得高效、快捷。

　　当一个受电设备插入一个PoE系统时，会依次出现符合一定时序的三个阶段：检测、分类和供电接通。当PSE输出电压" title="输出电压">输出电压在2.7～10.1V之间时，PD提供符合802.3af标准的25.5kΩ的输入电阻和0.05μF～0.12μF（如0.1μF）的电容。成功检测之后，PSE将PD分级来决定消耗多少电量。0类（缺省的最大功率类）最大功率为12.95W，此时的检测电阻RCL=10kΩ。
　　供电接通电路在检测/分类阶段将PD与PSE隔离开，这是一种欠压锁闭机制。MAX5941B工作电压可达67V，带有缺省的UVLO功能（输入电压高于39V时启动，低于30V时关断）。通过调节外部分压电阻可以调整门限电压值。
2 DC-DC转换器的实现
　　(1)主电路设计
　　本设计中的受电设备基本规格为：输入电压为36~57V，输出电压为5V和最大输出电流为2.5A。选择适用于中小功率变换的Flyback拓扑，其电路具有简洁、成本低、输出与输入电压有电气隔离等优点。但是，反激式变换器也具有输出电压尖峰较大、需要大容量且能耐高纹波电流的输出滤波电容等缺点。因此，通常在反激变换器主储能电容后面加一小型LC滤波器，使电路在开关频率附近具有约-20dB/dec的衰减^[2]。
　　主电路主要工作在连续电流模式（CCM）。与断续电流模式(DCM)相比，CCM模式的电流峰值和有效值较低，效率更高。但是，CCM模式的反激变换器控制至输出传递函数之间有一个右半平面的零点，当占空比开始变化时，输出将会先向相反的方向变化，易引起电路的振荡^[3]，其动态特性没有DCM模式好。因此，这也是本设计的一个难点。
3 变压器设计
　　反激式变换器设计的最关键因素之一是变压器的设计。反激式电路的变压器并不是一个实际意义上的变压器，而是一个多线圈耦合电感，主要用于存储能量。在电流连续工作模式下，反激式变压器的直流分量相当大，交流分量较小，变压器设计主要受磁芯" title="磁芯">磁芯饱和而非磁芯损耗的限制。
　　在设计变压器之前，首先应确定电源参数，如：最大占空比（本设计选择Dmax=0.42）、开关频率（MAX5941B的fs≈275kHz）、输入电压范围、输出功率、变压器预计效率、磁芯的选择等。本设计预先选用目前广泛应用的EFD15/PC40磁芯，其扁平设计为减小电源体积提供了很大帮助。
　　其次，在开始设计CCM反激式变压器时，由于原边绕组的电感只影响开关电源的工作方式，没有把它看作是设计变压器的重要参数。但在考虑最大磁通密度、变压器损耗（磁芯损耗和铜损）后，在设计中应考虑此电感。在本设计中，取适当的副边纹波电流峰峰值，利用已选择好的磁芯，计算出绕组匝数Np=35,Ns=7及Nb=20，原边电感最大值Lp=158μH，此时计算出的电感最大值与变压器损耗最小值是一致的^[4]。
　　为了减小变压器漏感和线圈之间的邻近效应，初级绕组采用两组并联，并与次级线圈、偏置绕组交错绕制。
4 控制回路的设计
　　MAX5941B为电流峰值型控制器。与电压型控制相比，电流型控制的优点：由于电感电流斜率由输入电压Vin和输出电压Vo共同决定，输入电压的变化使电感电流的波形迅速变化，从而提高了输出对输入变化的响应速度；从指令电流到输出电压的传递函数只有单极点，易于补偿；通过限制最大指令电流，可防止开关管由于过流而损坏。
　　为了防止开关开通时，由于变压器电容和输出整流管恢复电流而产生的前沿尖峰噪声，电流取样时可加入小电容—电阻进行滤波。
　　假定电感电流脉动很小，引入峰值控制信号，则电流控制模式下，电流为CCM时控制至输出的传递函数为：

　　通过以上分析可知，电路在补偿前的开环传递函数：Go(s)=G_VC(s)K_VDK_FBKi，包含一个左半平面零点fz1≈26kHz，具有一个右半平面零点fz2≈33kHz，一个极点fp≈1.1kHz。

　　为了提高回路的低频增益，消除右半平面零点对电路产生的不稳定影响，图2所示的补偿网络中：R5与C1产生一个零点补偿fz1，R6与C2产生一个极点补偿fP，且该补偿网络有一个位于原点的极点。补偿后，电路在满载时的交越频率约为3kHz，约为右半平面零点的1/10，相位裕量约为90°。
5 实验结果
　　从满载至40%满载切换时，电路的动态特性Io与Vo的波形如图4所示。