随着计算机硬件电路的不断复杂、超大规模集成电路的集成度及时钟速率的不断提高，计算机系统内芯片间传统的有线连接方式表现出诸多弊端：系统集成度的提高使得印刷电路板(PCB)上的芯片连线数目庞大、系统内多个PCB板间的连接工艺太复杂；PCB板的开发费用高、开发时间长；而且CPU时钟速率越高，芯片间的连线就越短，PCB板就越拥挤。例如在Intel XP2400高性能嵌入式系统中，PCB超低功率布线多达18层，制板费已经大大超过板上芯片价格的总和。可见，芯片间传统的有线连接方式已成为制约高性能计算机发展的瓶颈。因此，用无线方式代替大量连接线来实现芯片间通信互联的WCAN(Wireless Chip Area Network)技术便成为一个极具吸引力的解决方案。
1 WCAN的物理层模型
　　WCAN的物理层采用超宽带(UWB)传输技术。UWB技术将数据直接调制在高斯" title="高斯">高斯脉冲上，在几十厘米范围内数据吞吐量可以达到Gbps量级。近年来片上天线技术的发展为WCAN无线连接的实现提供了有力支撑。
　　WCAN物理层的任务是搭建一个物理通道,并在该通道上传输来自介质访问控制(MAC)子层的数据流。图1给出了WCAN收、发信机的物理层模型。

　　为保证物理层传输数据的高效、可靠，对物理层的设计目标是：一要满足FCC组织对3.1GHz～10.6GHz的超宽带功率谱" title="功率谱">功率谱的规定(见表1)，二要达到2.5Gbps的数据速率，同时在Eb/N0大于15dB的情况下，误码率应低于10^-7。

2 差分" title="差分">差分编码
　　物理帧数据流进入发信机后首先进行差分编码，避免信道传输引起的相位模糊。图2给出了差分编码的原理图。图3是在System View 4.5仿真平台上的仿真差分编码波形。

　　图3中第一条曲线是输入时钟(频率为2.5×109Hz)，第二条曲线是差分编码器的输入数据流，第三条曲线是差分编码器的输出序列。从图3不难发现，编码器的输出序列反映了输入数据流相邻码间的变化。
3 UWB脉冲成形
　　UWB脉冲发生器的作用是产生连续脉冲流作为数据调制的载波。对脉冲波形的设计应考虑：(1)功率谱应满足FCC规定的功率限定要求(见表1)，以避免对现有的无线通信或定位系统诸如GPS、无线接入设备、蓝牙耳机、PDA及其他掌上设备产生影响；(2)具有类似正弦波的渐变包络及固定的振荡波形，以克服信号失真和多径畸变；(3)良好的相关特性，因为在接收机内使用了相关器以降低误码率。
　　还应考虑的另一个重要问题是时钟频率应包含在发送的信号流中，这样在接收机中可以提取出性能良好的时钟信号" title="时钟信号">时钟信号。

　　根据以上要求，笔者选择了高斯三重微分脉冲。图4是高斯滤波器的时域响应，图5是图4高斯波形的三重微分输出，图6是满足FCC规定的发射信号的功率谱，图7是图5高斯三重微分信号的自相关曲线。图8是用来产生所要波形的电路模型，从其输出可获得图6所示的频谱。
4 数据调制
　　数据调制的目的是将数据流加载到某个载波上。本方案以连续脉冲流(高斯三重微分脉冲)作为载波，其优点是使接收机便于从接收信号中提取时钟信号，并且恢复的时钟信号是稳定的。
　　数据调制器的电路组成如图9，被提取的时钟信号上升沿在选择器中根据差分编码信号的变化输出相应的相位，并控制高斯三重微分脉冲的输出相位，所输出的已调波中包含了差分编码数据流。

　　数据调制器的工作过程如图10所示。图10(a)是数据时钟；图10(b)是差分编码器的输出数据；图10(c)是数据时钟的上升沿；图10(d)是经高斯三重微分脉冲成形后输出的调制信号。根据前面分析，最后输出的已调波具有图6所示的功率谱。

5 时钟恢复
　　时钟恢复是收信机中的一个重要模块。接收信号的FFT分析结果如图11所示，接收信号中直接包含了数据时钟(2.5×10⁹Hz)，对接收信号做整流即可得到预期的功率谱(见图12)。

　　显然，图12是一个包含时钟尖锐频率的功率谱，可用一个低通滤波器提取时钟分量，滤波后的波形见图13。然后用锁相环(PLL)捕获滤出的时钟信号。

6 解调
　　当从接收信号中恢复出时钟信号后，便可将接收信号与本地参考脉冲信号做相关运算进行数据解调。时钟信号上升沿的提取及本地参考脉冲信号产生与发射机中的方法一样。而相关运算则是通过对接收信号与本地参考脉冲信号的相乘并在一个比特的时隙内进行积分，然后输出累加结果，同时对积分器进行清空。整个解调过程在恢复的时钟信号控制下进行。
　　图14给出了相关解调的仿真结果。其中第一条曲线是接收信号，第二条曲线是恢复时钟的上升沿，第三条曲线是相关解调的结果。另外，为获得最佳接收性能，可在相关器之前增加一个延时调节单元，以便于本地参考脉冲信号与接收信号同步。

7 差分解码
　　差分解码是差分编码的逆过程。差分解码的原理图如图15，其仿真结果如图16。

　　在图16中，第一条曲线是差分解码器的输入比特流，第二条曲线是差分解码器的输出序列，第三条曲线是输入到发信机的原始数据的比特流。显然，第二条曲线与第三条曲线基本一致，说明整个系统的工作是良好的。
8 误码性能
　　BER(误码率)是测量系统性能的重要指标。在WCAN中主要有多径信道和AWGN(加性高斯白噪声信道)两种信道模型。由于芯片天线的距离很近(通常只有几厘米)，而且附近无反射物，所以认为多径影响并不严重。首先考虑AWGN中的误码率。

　　数据速率：R_b=2.5×10⁹bps=2.5Gbps;
　　信道编码：差分编码;
　　调制方式：二相键控调制(BPSK);
　　脉冲波形：三重微分高斯波形;
　　保护间隔：0;
　　信道噪声类型：AWGN;
　　System view 4.5 的采样速率：50GHz

　　由图18可见，系统性能与参考文献^[2] P249中所示的性能相差3.3dB。文献中的性能测试是假定收发时钟完全同步，而本文中采用了PLL(锁相环)，有一定的性能损失。当PLL锁定了输入信号的相位时，仍然会有一些相位抖动，这种抖动引起了本地脉冲与接收脉冲的失步，从而导致误码率BER的损失。
　　下面讨论多径信道对BER性能的影响。多径信道一般可用式(1)表示。根据参考文献^[4]中的图8，当时延小于0.8ns时，相应的功率衰减因子具有如式(2)所示的线性模式。图19给出的是参考文献^[4]中LOS环境下多径信道的模式。

　　
　　这样便提供了四条路径。在这种多径情况下的BER性能见图20。可见多径又增加了4.3dB的信噪比损失。通常认为UWB技术是抗多径的，但当数据速率很高，达到几Gbps后，多径效应会突显出来。