目前众多的电信和数据通信系统均采用48V的直流供电总线电压，其原因除了源于传统的电话网络外，还因为采用这种量级的电压在通过铜线对远端设备供电时具有足够高的幅度，而且产生的线电流低、线损失小；同时这种电压的幅度又足够低，不会对人体造成电危险。因此，这种电源广泛应用在小型交换机、电信（基站及局端）以及数据通信应用设备中，如交换机、路由路和集线器等；然而，如何从中获取电信/数据通讯系统所需其它规格的供电电压呢？文中将对此问题予以讨论并解决它。

1 通信电源的设计

在通信设备中的板卡上，多数器件需要低电压电源来供电。解决这一问题的办法通常是利用48V的高功率背板电源为机箱内各种板卡供电，然后每个板卡再把48V的电源转换成各自所需的各种规格的电压。采用这种在每个板卡单独进行DC-DC变换的方案，可以在不必重新设计供电总线的前提下，很容易地插入更多的板卡扩展系统；也可以在不影响整系统工作的前提下，很方便的在线更换故障板卡。

由于大多数板卡在90%的时间内处于等待模式，因此保持轻载时的高效率十分必要，这就要求通信电源不仅要满负荷时保证高效转换，而且要求它在等待模式时消耗的电流较低。虽然供电电源背板电压通常为48V，但所设计的板卡电源应该能够在36V到72V的宽输入范围内可靠工作，同时应能承受高达100V的瞬态电压。

由于通信设备机箱内插入的板卡较多，板间距较小，因此要求板卡电源转换部分的元件要体积小、数目少；不仅要少占用电路板面积，而且还不能使散热出现问题、MAXIM公司生产的高压PWM电源控制器MAX5003可以满足通信电源的设计要求。它具有封装小巧，占用线路板空间小，轻载时效率高、系统热耗散小等特点，而且输入电压最低可达25V，最高可达110V。

2 MAX5003的特点及功能

2.1 MAX5003的主要特点

MAX5003是一个灵活的高压PWM开关电源控制器，它主要是为输入电压为25V～110V的应用场合而设计。其主要特性如下：

●输入电压范围为11-110V，可直接工作于高压下；

●具有电流限制的电压控制电路，轻载时效率输入瞬态响应和噪声抑制好；

●内含可关断的高压启动电路，轻载时效率高，系统热耗散小；

●具有可编程开关电流限制功能，便于选用外接低成本功率MOSFET；

●可选择自由运行或外部同步两种方式，工作频率可调节至300kHz，外接磁性元性和电容体积小，能简化整体设计；

●具有软启动、欠压锁定、开关频率、最大占空比和过流保护阈值，可借助于外部较少的元件进行编程设置；

●采用输入前馈结构，具有快速输入瞬态响应；

●具有2.5%的精度精密内部电压基准，电压精确并稳定；

●封装小巧，占用线路板空间小。

MAX5003在启动时，其外接高压经过内置的高压启动FET晶体管和一个预置输出的线性调节器给芯片供电；启动过程结束后，内部FET晶体管被关闭，高压输入被切官兵，芯片转为由外部较低电压的自举电源供电。因此，MAX5003仅在启动时从高压电源吸取很小的uA级漏电流，静态功耗很小，并且较好地解决启动问题；启动后，电路进入正常工作模式，若外部自举电源设置12V，则MAX5003典型的静态电流为2mA，其消耗的静态功耗也只有24mW。相反地，如果一直用高输入电压给电源控制器供电，就难以保证轻载时的高效率；如果始终从100V高压电源获得能量的话，MAX5003的消耗功率将高达200mW。

2.2 MAX5003的引脚排列

MAX5003具有16脚QSOP或窄SO封装形式，其引脚排列如图1所示，其各引脚功能说明如下。

V+：预调节输入端。连接到高压输入端，一般在V+和地之间跨接入0.1uF的电容。

INDIV：欠压检测和前馈输入端。将其连接到V+和AGND之间外部电阻分压网络的中点；当VINDIV<1.2V时，内部欠压锁定电路启动并关闭MAX5003。

ES：内部高压启动FET预调节输出端。当V+高于36V时，在ES和地之间跨接0.1uF的电容；如果工作电压较低（小于36V），则需要把V+和ES端直接连接，此时外部输入电压被限制在11-36V范围内。

FREQ：内部振荡频率调节或外部同步信号输入端。内部为自动运行模式工作时，在FREQ和AGND之间连接的电阻大小用于设置PWM的频率；外同步模式工作时，在该端连接一个4倍频于期望频率的方波信号。

SS：软启动电容连接端。

REF：3V参考电压输出端。在REF和AGND之间跨接0.1uF的电容。

CON：芯片内部PWM比较器的控制输入端。

COMP：补偿连接端。其内部连接到误差放大器的输出，用于系统补偿。

FB：反馈输入端。内部预调节到VFB=VREF/2=1.5V。

MAXTON：最大导通时间的编程控制端。MAXTON和AGND之间连接的电阻用于设置PWM的增益和占空比限值，它的最大导通时间正比于编程电阻值。

AGND、PGND：分别为模拟地和电源地，一般连接在一起共地。

CS：带锁定控制的电流检测端。如果CS与PGND之间的电压超过100mV，则开关电源关闭。一般在CS和电流检测电阻之间连接一个100的电阻（见图2）；该端如果不用，将其连接到PGND端。

DNRV：外接N沟道功率场效应管的栅极驱动端。

Vcc：芯片内部电路供电电源的公共去耦点。一般在Vcc和PGND之间连接一个10uF左右的电容。

VDD：芯片供电电源输入端。启动时，由加在V+或ES端的高压经内部线性调节器输出9.75V的电压连接到VDD端供电；启动结束后，使用外部产生的高于10.75低于19V的自举电源连接到VDD端给芯片供电。一般在VDD和AGND之间连接一个5uF-10uF的电容。

3 基于48V-5V/1A电源设计

电路的设计步骤和外接元器件的选择方法如下。

●明确设计要求，确定设计参数

设计参数主要有以下五个：输入电压VIN的变化范围、输出电压VOUT、输出负载电流IOUT、纹波VRIP及建立时间TJ。图2电路中的输入电压范围为36V
●对于自由运行模式，应认真选择FREQ引脚的外部电阻R3；而在外同步模式，则需要确定外部时钟频率fCLK。

一般来讲，使用较高的频率意味着外接较小尺寸的变压器，也可以提供较高的系统带宽和更快的建立时间，这样做的缺点是会损失一定的效率。本例中选择的是自由运行模式，且设定内部振荡频率fSW=300kHz，以便减少变压器尺寸。外部电阻R3可用下式算出：

R3=100kHz×200kΩ/fSW=66.7kΩ

●确定变压器匝数比，检查最大占空比

确定负载线圈匝数比考虑的主要因素是开关关断电压和占空比，这需要在降低变压器初级绕组峰值电流和降低初级电压之间折衷考虑。负载线圈匝数比选择的一个良好起点是使共近似等于平均电压比VIN/VOUT，同时为简化补偿，还应尽量避免出现连续导通工作状态，因此，应选取比VIN/VOUT稍小一点的值。

基于以上考虑，本例中VIN/VOUT=48/5≈9，负载线圈匝数比选择为N1=8。最大占空比KMAX由匝数比N1、最小电源电压VMIN、变压器次级电压VSEC决定。本例中的VMIN=36V；对于VSEC，考虑到次级所连接的肖特其二极管的压降，若取VSEC=5.4V，则KMAX约为55%.也就是说，当占空比达到55%时将出现连续导通状态，这对于MAX5003来讲是一个适当的值。若计算出来的最大占空比KMAX超过64%或低于45%，则需要新调整匝数比N1的大小。变压器的另一个次级线圈要用来产生芯片的自举供电电压，一般选取12V左右，次级最大电流为20mA。此例中初级电压为48V，应选取自举电源线圈的匝数比N2=48/12=4：1。

●确定变压器的初级电感

如果我们假定变压器的频率η=80%，则系统要求具有的输入功率PIN为6.25W。假定工作占空比K低于最大占空比12%，则K应43%，由此可以计算出额定初级电感是L1为64μH。

●选择MAXTON端的编程电阻R4和欠压锁定分压电阻R1、R2

本电路中的最小供电电压VMIN为36V，假设欠压锁定值VUVL=32V，则所需的R4电阻值为55kΩ，实际选取标称值为51kΩ的电阻。

当输入电压低于VUVL（32V）时，应使相应INDIV端的电压低于1.2V，以使欠压锁定电路启动而关闭MAX5003，故R1和R2的选择应满足下式：

R2/（R1+R2）×VUVL=1.2V

同时应考虑具有较小的漏电流，因而选取R1=1MΩ，R2=39kΩ。

●选择滤波电容

由于电阻对纹波的计算影响较小，因此应主要考虑电容量的大小。如果纹波电压VRIP=50mV。则用两只22μF的陶瓷滤波电容并联（44μF），即可在55%占空比时获得低于50mV的纹波。

●确定补偿网络

补偿网络RF、CF串联跨接于引脚FB和COMP端，RA和RB的分压可用来确定芯片内部补偿放大器反向输入FB端的电压VFB，一般将其设置为VFB=1.5V，同时选择RA、RB应尽量减少漏电流。RF则用于确定补偿反馈放大器的中频增益G，G的大小近似等于RF/RA，CF则可使增益发生骤降。本例中选取中频增益G=5，假定过零频率fZ设置在2kHz。实际则应选取RA=39kΩ,RB=18kΩ，RF=200kΩ，CF=390pF。

4 结束语

利用高压PWM电源控制器MAX5003设计的48V输入，+5V/1A输出的开关电源，具有体积小、效率高、外围器件少、参数设置灵活、成本和功耗均比较低等特点，因而具有较好的作性能。