无源均流是并连两个或多个电源或 DC-DC 转换器，以便它们可以近似平均地共享负载的一种方法。由于实现比较简单，成本较低，而且可以与最新的低成本小型电源模块配合使用，因此，这种方法深受欢迎。
　　尽管无源均流不能用来获得您可以从一个转换器中获得的双倍电流输出（由于其中一个转换器总是尝试输出一半以上的总负载电流，因此超出了其最大额定值），但它提供了一个可以满足更多功率要求的高度灵活的方法，随着时间推移系统容量和功能的增加通常会形成这种情况。通过降低系统内每个转换器上的压力，而无需再增加其它主动电路，无源均流也可以提高 N+1 电源模块配置的可靠性。
　　遗憾的是，这种简单的并连方法并非尽善尽美，最大的问题是会损失系统效率和负载调节。但这些不足是否可以接受，显然是设计时要考虑的问题，在很大程度上它取决于具体应用情况。在本文所举的例子中，负载调节不是要关注的问题，因为并连的转换器在为板载中间总线供电，从而为多个负载点 (POL) 转换器供电，这就为其不同的硅负载提供了进一步的下变频和调节。
　　我们已选择了通过并连两个 Artesyn TQW14A-48S12 中间总线转换器 (IBC) 来说明其优缺点。 它们都是宽输入 168 Watt DC/DC 转换器，主要用于通信领域，它把额定的 48V DC 输入转换为 12V DC 输出。TQW14A-48S12 IBC 最高可以输出 14A，典型效率 95%，并且没有配备主动均流设备。本图中的计算全部是基于最差情况的元件容限。（图 1） 所示为 N+1 冗余无源均流配置中的两个 IBC。

　　除两个转换器之外，还有两个 Schottky ORing 二极管  D₁ 和 D₂ 用来分离输出。这些被假定为有一个 0.2V的前降落 ( forward drop)，加上相当于 7 毫欧姆的阻抗元件。
　　为了能够使用 ORing 二极管在两个转换器之间实现均流，在理想的状态下，它们的输出电压需要被调节为在所有情况下都完全相符。但是，在实际情况中，几乎不可能获得这样的调节准确度，另外，在我们所使用的例子中，由于经济原因，只是将 IBC 设计为产生松散调节的输出，而没有提供电压调节装置。因此，我们有两个选择。一是在转换器输出上实现一个主动电路，强制它们均流：这是成本较对较高的一种，并且要占据相当大的板空间。二是采用无源均流，使衰减阻抗电路 (droop resistance) 与输出电路串连起来。这个衰减阻抗电路可以产生足够的负载情况下电压降落，从而使两个转换器的电压相等，这样转换器即可实现均流。
　　要完成（图1） 中的电路，我们需要确定衰减电阻器 (droop resistor) R₁ 和 R₂ 的值。其中的主要不足如下：如果减阻抗电阻器太小，则将不会有足够的负载情况下的电压降落，从而无法使转换器共享负载。反之，如果减阻抗电阻器太大，则完全负载下的最终电压会降得很低，不再有用。要确定理想的值，我们需要确定要载入电压所允许的最大偏差。
　　首先要考虑，TQW14A IBC 在最差情况下输出的最小电压。它输入电压处于其允许范围的最低值，即 36V时，就会发生这种情况。根据数据表，之后输出电压可能会低至比 12V减去 10%，即 10.8V。
　　其次要考虑，负载可能承受的最小电压。设计 TQW14A IBC 主要是用来驱动 POL 转换器的，因此，我们假定此时它们组成了负载。Artesyn 产生的额定 12V 输入 POL 转换器分为三组，输入范围分别为10.8 ~ 13.2V，10.2 ~ 13.2V 和 10 ~ 14V。显然我们不能使用 0.8 ~ 13.2V 的输入范围驱动 POL 转换器，因为没有任何赢余。因此本例中我们使用第二组，并将衰减限制为 600mV。
　　要确定 R₁ 和 R₂ 的值，我们首先需要从 600mV中减去由绝缘二极管引起的电压降落，如下所示：
　　600mV - 200mV -[（14 安培 x 0.007½ ) x 1000) ]= 302mV
　　使用欧姆定律：电压 = 电流 x 电阻
　　R₁ = R₂ = 0.302 V/ 14 安培 = 0.0215½  或 21.5m½。
　　对于电路，我们将选择下一个最低的标准值， 0.020½。假定为 1% 容差的电阻器，最小值将为 0.0198½，最大值将为0.0202½。
　　现在电路就设计出来了。问题是：其工作性能如何，效率的理论损失为何？我们也需要记住，PCB 导体线径的阻抗会影响结果。由于这一阻抗由应用不同而有所差异，因此本例中我们假定值为0健５苯档拖低承适保琍CB 线径的阻抗会趋向于提高均流。
　　通过电路分析，输出电压 = V_out1 - I_out1 x R₁ = Vout2 - I_out2 x R₂，负载电流 = I_outload = I_out1 和 I_out2 。
　　单独的输出电流 I_out1 和 I_out2 可以通过以下公式计算：
　　I_out1 = [V_out1 -Vout2+(R₂ x I_outload )]/(R₁+R₂)
　　I_out2 = I_outload -I_out1
　　Vout = V_out1 - (I_out1 x R₁)
　　注意，I_out1 和 I_out2 的公式表示  5 安培或更少负载电流情况下 I_out2 的负电流。由于 ORing 二极管，负电流会被阻住，这就造成 I_out2 的零安培。在电流输出刻度的另一端，注意最多可以使用 22A 无源均流，超出其中一个 IBC 的最大输出容量。
　　另外，表 1 显示了由于电阻器和 ORing 二极管造成的功率损失，以及对效率的整个影响。从此表可以看出，无源均流远非完美。由于负载和 1% 标准部件造成的电路限制，在理论上，最差情况下，两个转换器之间的共享的 22A 负载的负载共享为 24.4%（基于 0.02 欧姆的衰减电阻器）。但是，这一负载共享是在损失了 4.05% 的效率后取得的。
　　特别重要的是要知道，我们使用的是最差情况的数字来说明无源均流。基于实际 Cpk（Process Capability Index ，处理功能指数）采样测试数据，TQW14A IBC 的最差情况输出电压值为最大 12.098V，最小 11.957V。在允许 ORing 二极管的电压降落之后，这些值分别可以降至 11.898V 和 11.757V。更为合理的情况应是使用实际 Cpk 采样测试数据，但其值相当于与平均数的标准偏差。这就会产生最大 12.076V，最小12.006V 的转换器输出电压，分别提供 11.876V 和 11.806V 的 post Oring 二极管值。尽管整个效率大体上仍然没有变化，但是，使用更为合理输出电压值的效果是将均流的准确性提高了 11%，并且在超过转换器的输出额定值之前并连的 IBC 现在可以提供高达 25A 的电流。
　　结论
　　如果可以承受少量的转换效率损失，无源均流可以提供能够满足增强的板载功率要求，而不必进行重大重新设计的一种低成本方法。尽管我们选择了通过中间总线使用两个 IBC 供电的 POL 转换器来说明这些技术，但这种方法也适合于配合具有严格调节输出功能的传统砖型转换器。
　　去掉 ORing 二极管会明显提高整体效率，但应随时需要保证相当高的最小负载。但是，这种方法并非没有风险，因为在工作时，转换器的同步整流阶段所使用的 FET 可能会减弱，或送出电流，并且电量可能因此在两个转换器之间循环。
　　采用无源均流的其它原因还包括：提高 N+1 电源模块配置的可靠性，保证没有使用中间电压总线和负载点转换器的电路板的更好性能。如果电路板包含了配送很宽的负载，通过使转换器尽可能接近负载将可以取得较好的调压效果——也许使用电路板的两面——并且由于电路板线径将传送更少电流，因此可以减少铜芯的数量。