近年来微电子技术、计算技术、数字信号处理技术的应用，尤其是自适应理论的全面应用，短波通信克服了以往短波通信中的众多不足，促成了现代短波通信的发展，但仍存在缺陷。
　　首先，现代短波发信系统" title="发信系统">发信系统中的功率库技术在使通信系统实现全方位、多信道通信的同时，存在造价高昂、能耗大、热隐身性能差等缺陷；在系统频变时，以低通滤波器为输出滤波器，难以对大范围快速变频时宽频功放产生的二、三次谐波予以有效滤除，势必降低系统的通信质量。这在跳扩频通信成为短波通信主流的时代，已不合时宜。基于快速可调滤波器的发信系统是实现新型短波发信系统的良好解决方案。
　　其次，短波电台主要服务于长距离通信联络，一部单信道短波电台的发射功率一般大于100W。相应的调谐滤波器功率等级不可过小。
　　再次，现代HF跳频电台的跳速正逐步提高，达到5000h/s以上，传统的机械调谐技术已无法满足跳频通信的需求。电调谐方式具有灵活多样、性能可靠、易于控制的特点。具有纳秒级速率的电调谐方案应是实现滤波器快速调谐的较佳选择^[1]。
　　综上，新型短波发信系统应是功率级电调滤波器。尽管该型滤波器至今尚无现成理论和实例可供借鉴，现实的需求已将其推到极其重要的位置。
1 短波功率电调滤波器设计理论
　　功率滤波器和可调滤波器一般问题的解决是本款滤波器实现的基础。在设计过程中，主要领域还涉及电调滤波器对电调电抗部件的要求、电调电抗部件的实现方式及引入等问题。
1.1短波功率电调滤波器总体方案研究
　　现代短波发信系统对功率滤波器的性能要求很高，低插耗、高Q值是对该型滤波器的基本要求。
　　集总参数元件制作的LC滤波器存在很大不足。LC滤波器Q值低，难以满足短波发信系统的高性能要求。螺旋滤波器具有高Q值(200～5000)，频率覆盖范围宽(10M～1200MHz)等优点，能轻松胜任传输100～1kW短波信号的要求^[2]。从Q值与功率容量来看，螺旋谐振腔构成的滤波器回路是实现高性能短波功率滤波器的最佳选择。
　　改变螺旋谐振腔腔长或在腔内引入可变电抗，可对滤波器进行调谐。Haagen和Fraser J曾对此加以研究[1～2]，提出了利用变容二极管实现电调小功率螺旋滤波器。基本原理是参仿电容加载同轴腔工作机理，在螺线与内腔间人为引入可变电抗予以加载，实现调谐。但是，对于功率电调滤波器，内腔体积的限制，使小功率电调方案在大功率设计中受到限制，甚至完全不能采用。为此，考虑了大功率传输条件下诸多制约因素后，“螺线中部降压加载调谐法”的提出，给出了解决方案。
1．2 螺线中部降压加载调谐法
　　螺旋谐振腔原型如图1。改变腔长或在腔内引入某种形式的可变电抗，可对谐振腔进行调谐。鉴于电控器件一般存在耐压问题，了解腔中场分布，找出耐压与调谐的最佳平衡点十分必要。

　　由图2可知，轴向电场能量以sin²βz形式分布，开路端电场能量最为集中。端部加载时，加载电抗将不得不承受高电压。例如，Q_u=6000、30MHz、3dB带宽为50kHz的螺旋滤波器，在R_L=50Ω，传输功率45kW时，螺线端部电压将达75kV。这给电调器件提出了相当高甚至难以达到的耐压要求。
　　鉴于此，“螺线中部降压加载调谐”将有效缓解上述问题。事实上，端部加载正是中部加载的特例。具体方法示意及等效电路见图3(a)、(b)。
　　为便于推导，这里将过极限波导的长度取较大值，忽略终端面对地电容C0、电场弯曲电容Cr。故等效电路AA′处的谐振条件如式(7)及图4。

　　另一方面，该法同时减小了可调电抗的最大需求值，意味着在可调电抗变化范围恒定情况下，中部加载法将使螺旋谐振腔调谐范围得以扩展。

1.3 电调电抗的腔外引入
　　上节就调谐机理及加载电抗器件的引入部位进行了探讨，本节在此基础上确定电抗器件的安装和接入方式。
　　传统的小信号电调螺旋谐振腔、滤波器中，加载电容采用腔内安装接入方式。这种方式易实现，但在高频情况下，腔内强行添加异物，使本来就复杂的螺旋腔场分布变得更为复杂，导致工作特性难以把握。同时，新物体带来的分布电容将引起中心频率的偏移，严重时造成中心频率超越所需频段。
　　HF频段低于VHF与UHF，该频段引线及小孔造成的电磁辐射及其它损耗相对较小。将电调器件安装于腔体外部，辅之以尽可能短的屏蔽线作为引出线，在有效减小分布电容与频偏、改善散热的同时，为电调组件赢取足够的安装空间不失为一种可行方案。事实上，这一看似简单的措施在后续滤波器的智能化电调的实现上起到了关键作用。方案的系统结构见图5。

2 功率级CMOS开关电容
　　设计理论确定之后，功率级电调电抗的实现是后续工作的重点与难点。
　　通过探明CMOS开关电容难以适应高功率信号传输的根源，本节提出了接地型CMOS传输门，进而设计出功率级CMOS开关电容，为功率滤波器及其智能化的成功实现奠定了基础。
　　基本的CMOS传输门如图6(a)所示。当传输门导通时，在输入与输出之间呈现低电阻，它允许电流向两个方向中的任一方向流经此门。此时，输入线的电压必须比N沟器件的衬底电压(V_SS)为正，比P沟器件的衬底电压(V_DD)为负。这导致了传统的CMOS传输门和以此为基础构成的CMOS模拟开关难以适应大信号的传输^[4～5]。
　　对约束V_DD≥V_in≥V_SS作深入分析可知，V_in之所以取值有限，根本原因在于其与V_栅-衬底的关联。使V_栅-衬底独立，避免V_in、V_out的影响，反过来将让V_in轻松摆脱束缚。为此，本节设计了接地形CMOS传输门。原理电路如图6(b)所示，具体的1M～6MHz高频、功率级模拟开关电路见图7。

　　表1、2给出了开关的实测指标。图8给出了开关瞬时通断仿真曲线。

3 短波电调功率滤波器的实现
　　在上述理论、方法指引下，一款1.5M～3MHz短波功率电调滤波器原型得以实现。具体技术指标：
　　调频范围1.5M～3MHz;通带中心插耗A₀≤3dB;25dB带宽△f_25dB≥25kHz; 终端负载RS=R_L=50Ω;传输功率P=100W。采用等元型螺旋滤波器设计法^[6]确定的方腔螺旋腔滤波器腔数及尺寸见表3，测试结果见图9、10及表4。