摘  要：电流控制" title="电流控制">电流控制型脉宽调制芯片UC3842已广泛应用于反激式开关电源" title="开关电源">开关电源的设计中，通过一实例给出反激式开关电源控制环路的一般设计方法。
    关键词：UC3842 开关电源 控制环路

    在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣直接关系到系统的稳定与否，因此设计一个优良的控制环路，对开发一个开关电源系统" title="电源系统">电源系统是至关重要的。开关电源的控制方式" title="控制方式">控制方式有电流控制方式和电压控制方式两种。电源系统的传递函数随控制方式的不同而有很大差异,因此在环路设计分析时,应独立分开。本文对基于UC3842构建的开关电源的控制环路进行设计分析，论述开关电源电流型控制环路设计的一般方法。
1 UC3842简述
    UC3842是美国Unltmde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，其内部结构及基本外围电路如图1 所示,它集成了振荡器、具有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM 锁存器电路。

                         
    其应用实例如图2所示，输入为85V～265V交流，输出为12V/5A，初级电感量为370?滋H，初级匝数为40T，次级匝数为5T，开关频率为100kHz。启动电路由R105和C103构成,C103经过R105充电到16V时,UC3842有输出信号,使MOS管Q1导通,能量存贮在变压器T1中,T1的一次测电流通过电阻R5检测并与UC3842内部提供的1V基准电压进行比较,当达到这一电平时,开关管Q1关断,所有变压器的绕组极性反向,输出整流二极管正向偏置,存储于T1中的能量传输到输出电容器中。启动结束后,输出电压信号经光耦回送到误差放大器的反向端(脚2)与UC3842内部的25V基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度,从而改变输出电压以实现对输出电压的控制。

                      
2 控制环路的设计
    通常，主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。在这里，假设主功率部分已经全部设计完成，主要介绍环路设计。环路设计一般方法为：
    (1) 画出已知部分的频响曲线。
    (2) 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，即增益曲线的0dB频率。
    (3) 根据带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线。
    图3是反激电流方式控制环路图，其开环传递函数为K=(K_mod×K_pwr×K_LC×K_fb)×K_ea=K₁×K_ea，K_pwr是功率部分，K_LC是输出LC滤波部分，K_fb是反馈分压部分，K_ea是反馈补偿部分和光耦部分，K_mod是调制器部分。

                     
    环路要稳定，必须的条件是环路增益" title="环路增益">环路增益为1(0dB)，整个环路的相移小于360°。如果相移接近360°，会产生两个问题：(1)相移可能因为温度、负载及分布参数的变化而达到360°产生振荡；(2)接近360°，电源的阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈振荡，使输出达到稳定的时间加长，超调量增加。所以环路要留一定的相位裕量，当品质因数Q=1时输出是最好的，所以相位裕量的最佳值为52°左右，在设计过程中一般取45°以上。
    根据图3可知，除补偿放大器增益Kea外，图2所示电源系统的环路增益函数为：
   

    式中，D=NV₀/（Vin+NV₀),C为输出电容，R₀为负载电阻，N为匝数比，L_p为初级电感，R_sense为电流检测电阻。
    为了避免引起过多的相移，一般取增益带宽为其工作频率的1/4～1/5。据此，可以计算出环路的增益。一般情况下，环路增益G(s)在0dB时的频率与预期设定的增益带宽是有差异的，这就需要对其进行补偿。常用的电流控制补偿方法有主极点补偿、极零点补偿、双极点零点补偿，这要根据实际情况确定使用何种补偿方法。图4为补偿放大部分。图中C201、C202、R202构成补偿网络。可分以下两种情况进行补偿设计。

                    
    (1) 输出电容ESR较大
    输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在带宽处的相位滞后比较小。以图2所示电源系统为例，输出滤波电容为1000μF/16V，ESR=130mΩ时，其环路增益波特图如图5所示，设带宽为8kHz，从图中可以看出8kHz处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dB/decade的曲线形状。省掉补偿部分的R₂₀₂、C₂₀₂。

                          
    补偿后在8kHz处环路增益为0dB。图6(a)为其结果仿真图。

                
    (2) 输出电容ESR较小
    输出滤波电容为1000μF/16V，ESR=30mΩ时，由于输出滤波电容的内阻比较小，自身阻容形成的零点就比较高，这样在带宽处的相位滞后比较大。如果还用单极点补偿，则带宽处相位裕量就会偏小。可采用双极点零点补偿来提升。三个点的选取，第一个极点在原点，零点一般取在带宽的1/5左右，这样在带宽处提升相位78°左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就会降低低频增益，使输出调整率降低。第二个极点的选取一般用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高，保证增益裕度。在这里用它来抵消ESR零点，使带宽处保持-20dB/ decade 的曲线形状。在此例中，两个补偿极点的位置分别取f₁=0Hz, f₂=1.6kHz，零点为f₀=5.1kHz。图6(b)为其结果仿真图。
     采用UC3842设计的电流控制型开关电源，相对于电压控制模式，具有更好的电源调整率、更简单的零极点补偿电路。实验证明，将控制论与反馈环路的设计结合起来，通过设计合适的相位裕量来保证开关电源稳定性，具有较好的通用性，而且在实际应用中也取得了很好的效果。
参考文献
[1] 张占松． 开关电源的原理与设计(M)．修订版. 北京：电子工业出版社，2004.
[2] 聂神怡，杨洪强．基于电流控制模式的开关电源的稳定性分析．电源,2005，(6).
[3] LLOYD H. DIXON, Jr. Current-mode control of switching  power supplies.www.dianyuan.com, 2004.
[4] UC384X datasheet,www.21ic.com. 2002.