图1反激变换器的电路
                            （a）具有寄生元器件的反激变换器；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM方式工作波形
　　图1 给出反激变换器在连续导通型工作（CCM）和断续导通型工作（DCM）的几个寄生元器件。如一次级间漏感、MOSFET的输出电容、二次侧二极管的结电容等。当MOSFET关断时，一次电流Id给MOSFET的Coss充电，此电压力加在Coss上，Vds超过输入电压，加上了折返的输出电压VIN＋Nv。，二次侧二极管导通。电感Lm上的电压钳在Nvo，也就是LIK1与Coss之间的高频谐振及高浪涌，在CCM工作模式下，二次侧二极管一直导通，直到MOSFET再次导通。因此当MOSFET导通时，二次侧二极管的反转恢复电流要叠加到一次电流上。于是，在一次就有一个大的浪涌出现在导通时，此即意味着对于DCM工作情况，因二次侧电流在一个开关周期结束之前已经干涸。所以Lm与Coss之前才有一个谐振。
　　二、吸收回路设计
　　由于LIK1与Coss之间的谐振造成的过度高电压必须为电路元器件能接受的水平，为此必须加入一个电路，以保护主开关MOSFET。RCD吸收回路及关键波形示于图2和图3所示。它当Vds超出VIN+nV时，RCD吸收回路使吸收二极管VDsn导通的方法来吸收漏感的电流。假设吸收回路电容足够太，其电压就不会超出。
　　当MOSFET关断时，Vds充电升到VIN+nV。一次电流通过二极管VDsn到达吸收回路的电容Csn处，二次侧的整流管在同时导通。因此其上的电压为Vsn-nV，Isn的斜率如下：

     图2反激变换器的RCD吸收回路

    图3加入吸收回路的DCM关键波形
　　式中：isn是流进吸回路的电流；Vsn是吸收回路电容上的电压；n是主变压器匝数；LIK1是主变压器的漏感。因此，时时TS可以从下式求出：

　　式中：Ipeak是一次电流的峰值。
　　吸收回路电容电压，Vsn在最低输人电压及满载条件下决定。－旦Vsn定了，则吸收回路的功耗在最低输人电压及满载条件下为：

　　式中：fs是开关频率；Vsn为2～2．5倍的nVo，从公式中看出非常小的Vsn使吸收回路损耗也减小。
　　另一方面，由于吸收回路电Rsn的功耗为，我们可以求得电阻：

　　然后吸收回路的电阻选用合适的功率来消耗此能量，电容上的最太纹波电压用下式求出：

　　通常5％ － 10％的纹波是可以允许的，困此，吸收回路的电容也可用上式求出。
　　当变换器设计在CCM工作模式下时，峰值漏电流与吸收回路电容电压一起随输入电压增加而减少。吸收回路电容电压在最高输入电压和满戴时可由下式求出：

　　式中：fs为开关频率；LIK1为一次漏感；n为变压器匝数比；Rsn为吸收回路电阻；Ipeak2为一次在最高输入电压和满载时的峰值电流。当变换器工作在CCM
状态，又是最高输入电压及满载条件Ipeak2表示如下：

　　式中：PIN为输入功率；Im变压器劢磁电感。VDCmax为整流的最高输人电压值Vdc。
　　如果在瞬间过渡时及稳态时Vds的最高值低于MOSFET 的BVdss电压的90％和80％，则吸收回路二极管的耐压要高于BVdss，可以选用一个超快恢复二极管为1A电流，耐压120％BVdss。