利用GPS卫星实现导航定位时，用户接收机的主要任务是提取卫星信号中的伪随机噪声码和数据码，以进一步解算得到接收机载体的位置、速度和时间(PVT)等导航信息。因此，GPS接收机是至关重要的用户设备。目前实际应用的GPS接收机电路一般由天线单元、射频单元、通道单元和解算单元等四部分组成，如图1所示。本文在分析GPS卫星信号组成的基础上，给出了射频前端GP2010的原理及应用。

1 GPS卫星信号的组成
　　GPS卫星信号采用典型的码分多址(CDMA)调制技术进行合成(如图2所示)，其完整信号主要包括载波、伪随机码和数据码等三种信号分量^[1]。信号载波处于L波段，两载波的中心频率分别记作L₁和L₂。卫星信号参考时钟频率f₀为10.23MHz，信号载波L₁的中心频率为f₀的154倍频，即：
　　f_L1=154×f0=1575.42MHz　　　　(1)
　　其波长λ₁=19.03cm；信号载波L₂的中心频率为f₀的120倍频，即：
　　f_L2=120×f₀=1227.60MHz　　　　(2)
　　其波长λ₂=24.42cm。两载波的频率差为347.82MHz，大约是L₂的28.3%，这样选择载波频率便于测得或消除导航信号从GPS卫星传播至接收机时由于电离层效应而引起的传播延迟误差。伪随机噪声码(PRN)即测距码主要有精测距码(P码)和粗测距码(C/A码)两种。其中P码的码率为10.23MHz、C/A码的码率为1.023MHz。数据码是GPS卫星以二进制形式发送给用户接收机的导航定位数据，又叫导航电文或D码，它主要包括卫星星历、卫星钟校正、电离层延迟校正、工作状态信息、C/A码转换到捕获P码的信息和全部卫星的概略星历；总电文由1500位组成，分为5个子帧，每个子帧在6s内发射10个字，每个字30位，共计300位，因此数据码的波特率为50bps^[2]。
　　数据码和两种伪随机码分别以同相和正交方式调制在L₁载波上，而在L₂载波上只用P码进行双相调制，因此L₁和L₂的完整卫星信号分别为：
　　
　　式中，A_P、B_P、A_C分别为P码和C/A码的振幅；P_i(t)、C_i(t)分别为对应P码和C/A码的伪随机序列码；D_i(t)为卫星导航电文数据码；ω_L1、ω_L2分别为L₁和L₂载波信号的角频率；φ_C和φ_P1、φ_P2分别为C/A码和P码对应于载波的起始相位。合成的GPS信号向全球发射，随时随地供接收机解算导航定位信息使用。
2 GPS接收机的灵敏度
　　GPS接收机对信号的检测质量取决于信噪比" title="信噪比">信噪比，当其为“理想接收机”时，接收机输入端的信噪比S_i/N_i与其输出端的信噪比S_o/N_o相同。由于实际GPS接收机存在内部噪声，使得(S_o/N_o)＜(S_i/N_i)；而噪声越大，输出信噪比就越小，则接收机的性能越差，此时接收机的噪声系数" title="噪声系数">噪声系数为：
　　
　　式(5)表明由于内部噪声影响，接收机输出端信噪比相对于输入端信噪比变差的倍数，由式(5)，输入信号额定功率可表示为:
　　
　　式(6)给出了GPS接收机在噪声背景下接收卫星信号的能力，接收机不仅要将输出信号放大到足够的数值，更重要的是要使输出端的信噪比S_o/N_o达到所需比值。令(S_o/N_o)≥(S_o/N_o)_min时对应的接收机输入信号功率的最小可检测信号功率为S_imin，通常用它表示接收机的灵敏度。由于接收机的输入噪声额定功率

　　由式(9)可知，为了提高GPS接收机的灵敏度，就要减少最小可检测信号功率S_imin，因此在接收机电路设计中一方面要考虑尽量降低接收机的总噪声系数F_o，另一方面应设法提高噪声背景下GPS接收机输出端的信噪比S_o/N_o。

3 GPS接收机天线单元
　　天线单元的主要功能是接收空中GPS卫星信号，从而为接收机射频前端提供较为纯净的完整卫星信号。在接收机设计中，当两个单元电路级联时(如图3所示)，如果第一、二级单元电路的噪声系数和额定功率增益分别为F₁、F₂和G₁、G₂，其带宽均为B_n；设级联电路的总噪声系数为F_o，则其实际输出的额定噪声功率N_o为:
　　
　　其中N_o12是由于第一级单元电路的噪声在第二级单元电路输出端呈现的额定噪声功率，△N2是由于第二级单元电路所产生的噪声功率，且

　　可见，GPS接收机中各级单元电路的内部噪声对级联后总噪声系数的影响有所不同，级数越靠前的单元电路的噪声系数对总噪声系数的影响越大。因此，总噪声系数主要取决于最前面几级单元电路的噪声系数，其中天线热噪声对接收机性能影响最大，故设计时采用接收天线、射频频段选择带通滤波器及高频低噪放(LNA)等器件组成天线单元(如图4所示)。天线单元采用DC 5V供电，其中LNA采用高增益、低噪声、高频放大器MAAM12021，其增益高达21dB、噪声系数低于1.55dB，有利于降低GPS接收机的总噪声系数；其工作频段处于1.5～1.6GHz，适合于C/A码GPS接收机的频带需求，可满足高增益和低噪声系数的性能指标要求。

4 GPS接收机射频单元
　　噪声总是伴随着信号同时出现，尽可能提高噪声背景下输出端的信噪比是改善接收机灵敏度的重要措施。GPS接收机天线单元接收并提供给射频单元的信号频率很高而信道带宽又很窄，要直接滤出所需信道，则需Q值非常大的滤波器，至少目前的技术水平难以满足这一指标；另外高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频范围直接对GPS卫星信号进行解调很不现实^[4]。为此，在射频单元设计中采用“超外差”式多级变频配合匹配滤波器的电路结构，以消除噪声干扰，解决高频信号处理中所遇到的困难。适合这种电路结构的芯片采用了第二代GPS接收机射频前端GP2010。它采用44引脚、贴面方形封装，主要集成了频率合成器、混频器、自动增益控制(AGC)电路以及数字量化器等。GP2010接收的信号频率与L₁载波的卫星信号频率兼容，主要用于设计C/A码GPS接收机的射频单元。微弱的GPS高频信号通过超外差式三级混频电路，去掉了其它信道干扰,获得了足够增益,解调并提取出所需的中频信息。图5给出了前两级超外差式下变频器和带有自动增益控制(AGC)电路的第三级混频器的工作原理图，每经过一次下变频，输出信号的频率降低、幅度增大，而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除^[5]。

　　GP2010利用混频器将高频GPS信号搬到很低中频频率的同时引入了镜频干扰，而利用滤波器对镜频干扰的抑制效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，则信号与镜频相距较远，那么镜频成份就能受到较大抑制；反之，如果中频频率较低，则信号与镜频相隔不远，滤波器对干扰的滤除效果就比较差。由于信道选择在中频进行，同理，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高，于是镜频抑制与信道选择形成一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。所以在GPS接收机设计中，通常使用两级或三次变频来取得更好的折衷。
　　由图5可看出，GP2010的三级变频器采用了中心频率分别为175.42MHz、35.42MHz和4.309MHz的三个中频滤波器。各级混频器需要的本振信号均由片内集成锁相环(PLL)频率合成器提供(如图6所示)。它主要由PLL振荡器回路、鉴相器、PLL环路滤波器、分频器和一个完整的1400MHz压控振荡器(VCO)等元件组成。PLL采用10.000MHz参考频率；VCO的控制增益为150MHz/V、输出频率范围为1386～1414MHz。为了提供高稳定度参考频率源，设计中采用了温度补偿型晶体振荡器(TCXO)自输入阻抗为5kΩ的参考频率端提供10.000MHz的AC小信号频率给PLL振荡器。当PLL相位锁定参考信号时，鉴相器输出逻辑高电平指示相位已锁定，相位锁定时间约需6ms，环路增益约为150dB。VCO输出的1400MHz信号作为第一本振信号，由其分频产生的140.0MHz、31.111MHz信号分别作为第二本振和第三本振信号。当GP2010接收到1575.42MHz的GPS卫星信号时，通过三级变频可得到4.309MHz的中频信号^[6]。