1  引言

    电压调整模块（VRM）是分布式电源系统中的核心部件。它紧靠在需要供电的负载旁，可根据负载要求，提供经严格调节的低输出电压、大电流，并具有快动态响应的电源[1,2]。

    如图1所示，现今VRM大多采用常规Buck或同步整流Buck拓扑。为优化控制环参数设计，在整个负载变化范围内，Buck型拓扑一般按连续工作模式(CCM)设计、选择电路参数。为保证在大于Iomin的所有负载范围内，电感电流都能连续。输出滤波电感L要满足式（1）

      L≥   (1)

式中：D为占空比；

      Uin为输入电压；

      Uo为输出电压；

      Io为满载电流；

      fs为开关频率。

(a)  常规Buck拓扑                   (b)  同步整流Buck拓扑

图1  Buck拓扑

    式(1)计算所得的电感值较大(典型值为2～4μH)，限制了功率级能量传输速度，负载瞬态变化所需要（或产生）的能量几乎全部由输出滤波电容提供（或吸收）。为使输出电压不致超出所允许的变化范围，就必须增加输出滤波电容（一般采用多电容并联以减小ESR和ESL），致使电源的体积重量增大，功率密度降低，也增加了整机制造成本。由此可见，同步整流Buck电路难以满足新一代微处理芯片发展对电源的要求。

    尽管提高开关频率可以减小滤波电感，提高VRM的动态响应速度，但同时也带来了更多难以解决的问题。如：变换器的开关损耗和驱动损耗随着频率的升高大大增加，磁性元件和功率器件的性能变差等，不能满足应用场合的要求。

    为了克服同步整流Buck电路在瞬态响应等方面存在的不足，文献[3]提出一种准方波整流工作方式的拓扑结构。本文将针对这类准方波整流方式在VRM中的应用进行具体的分析。

2  准方波（QSW）整流

    图2给出了准方波整流Buck电路及其工作原理波形，其电路结构与同步整流Buck电路相同。具体工作原理分析见文献[3]。

图2准方波整流Buck电路及原理波形

    准方波整流方式保证在所有负载变化范围内，电感电流都连续（从正到负变化），输出滤波电感值按其电流峰峰值为2倍的满载电流来选取。

     L≤(2)

    从式(1)和式(2)可见，与同步整流Buck相比，准方波整流拓扑的输出滤波电感降低了10倍左右，大大提高了功率级的响应速度。而且Q1和Q2均可实现零电压开通，降低了开关损耗和栅极驱动损耗。

    但QSW电路也存在较多问题，主要表现在：

    1）输出滤波电感电流纹波较大，使流过开关管的电流有效值增大，通态损耗增加；

    2）需要很大的输出滤波电容滤除纹波；

    3）大的纹波电流亦使磁性元件的损耗增加，使应用QSW拓扑的VRM整机效率低于同步整流Buck拓扑。

    为了减小QSW电路输出电流的纹波，同时又能满足快速瞬态响应的要求，结合交错并联技术，应运而生“多通道交错并联准方波整流”拓扑。

3  多通道交错并联准方波整流

    如图3所示，为双通道交错并联QSW拓扑，及其电感电流交错叠加示意图。纹波互消比例K(Io纹波峰峰值与IL1或IL2纹波峰峰值的比值)与占空比D的对应关系如图5(a)所示。只有当D=0.5，即Uin=2Uo时，才有完全的纹波互消作用（输出电流实现零纹波）。

图3  双通道交错并联QSW Buck及电感电流交错叠加示意图

    进一步，可以实现四通道交错并联QSW拓扑（如图4），其纹波互消比例K与占空比D的对应关系如图5(b)所示。只有当占空比为0.25、0.5、0.75时，纹波才可以完全互消。如果占空比不等于以上值，只能实现部分纹波互消。而且，四通道交错并联的纹波互消作用，比双通道交错并联好。也即，交错并联的通道数目越多，纹波互消作用越好。

图4  四通道交错并联QSW Buck及电感电流交错叠加示意图 

(a)  双通道                                            (b)  四通道

图5  纹波互消比例

3.1  优化的输入与输出电压关系Uin=2Uo

    在双、四通道交错并联QSW电路中，如果把D=0.5（对应Uin=2Uo）作为稳态占空比，不仅可以实现稳态工作时的输出电流零纹波，大大减轻输出滤波电容的稳态纹波设计压力。而且可以实现对称的瞬态响应[4,5]，如图6所示。

(a)  负载突加   (b)  负载突卸

(c)  输出电压过冲

图6  负载突变与输出电压过冲

    1)负载突加  出现输出电压下冲，为及时响应可实现D=1满占空比工作，整个开关周期输出滤波电感上的压降都为＋(Uin－Uo)，使电感电流迅速提升，对应；

    2)负载突卸  出现输出电压上冲，为及时响应，占空比可以降为D=0工作，对应整个开关周期，输出滤波电感上的压降都为－Uo，使电流迅速下降，对应。

    因此，从交错并联QSW拓扑本身来看，满足Uin=2Uo可使VRM输出电压的上冲和下冲具有对称的幅值，滤波参数实现优化设计，较具吸引力。

3.2  Uin=2Uo在整个电源系统中的缺陷及对策

    在计算机电源系统中，VRM一般与其它部件公用电源总线，为了减小VRM的负载突变对这一公用总线电压的影响，必须在其输入端加一个输入滤波器，以保证公用总线电压不受负载突变影响[6]。其中，输入滤波电容Cin与输入电压Uin的对应关系如图7所示。

图7  Cin与Vin的关系曲线

    随着处理器工作电压的进一步降低（最新已提出1V以下的要求），若按照Uin=2Uo的优化关系，VRM的Uin仅为2V左右，将需要高达mF量级的输入滤波电容；而且这么低的Uin将对应很高的Iin，增加了线路损耗，使银盒与母板之间本已很复杂的连接线变得更难设计。而随着Uin的升高，Cin将与Uin成平方反比的关系递减。当Uin提高为48V左右时，Cin降为数十μF量级，从而使得VRM的整机尺寸能够满足越来越高的功率密度要求。

    可见，从电源系统角度考虑，在满足安规要求的情况下，希望VRM的输入总线电压越高越好。

    为了解决多通道交错并联QSW电路中，Uin=2Uo与电源系统要求之间的矛盾，考虑引入隔离变压器，把高总线输入电压变换为低输入电压，同时结合交错并联QSW技术，得到所希望的低输出电压。基本思路有两种。

    1）两级结构  DC/DC(高压/低压)前级＋多通道交错并联QSW后级，该方案的关键在于前级低压DC输出的得到。

    2）隔离式多通道交错并联QSW拓扑采用隔离式拓扑，结合QSW和交错并联技术，实现高总线输入电压到低压输出的变换。

4  应用QSW的隔离式拓扑

4.1  两级方案

    两级方案中，前级的DC/DC(高压/低压)变换，可采用的拓扑形式较多。如果采用常规方法，必然要一套完整的控制电路、闭环设计，增加了元器件数和整机的复杂程度。这里采用如图8所示的“对称半桥全波整流＋双通道交错并联QSW”拓扑。原边开关S1、S2采用开环控制，固定在满占空比工作，变压器绕组上得到对称的方波电压，整流后得到较理想的低压直流。副边SR1、SR2管采用自驱动方法，QSW中的SR3－SR6采用与双通道交错并联QSW电路相同的控制方法。这种方案大大简化了控制电路设计。

图8  对称半桥全波整流＋双通道交错并联QSW拓扑及其主要工作波形

4.2  隔离式多通道交错并联QSW拓扑

    在常用的隔离式拓扑中，正激变换器必须留有一定量的占空比用于变压器铁芯的磁复位。在负载突升时，一个周期中必须留有一段时间用于电感放能，这就使得正激式拓扑的响应速度要比QSW电路慢。而为了满足快速响应的要求，必然要大大增大磁性元件的体积，以保证负载突升期间，变换器快速提升占空比时，电感和变压器不会饱和。

    反激式拓扑存在相似的问题。负载突升时，必须首先给磁化电感储能，然后再从原边向副边传送能量。这使得响应出现延迟。

    变压器对称工作的推挽、桥式电路，可以在整个周期都从原边向副边传送能量。因而可以具备与QSW电路相似的快速响应。考虑到推挽拓扑存在变压器漏感引起的关断电压尖峰等问题，全桥电路需要四管、驱动复杂等问题，在相对较高输入电压时(如48V总线电压)，采用对称半桥电路作为主电路拓扑。副边整流电路可采用全波整流结构或倍流整流结构。

    如图9所示，让对称半桥全波整流电路按照QSW方式工作，在所有负载范围内电感电流都从正到负变化，则可实现原边开关管在开通之前，电感电流反映到原边，流过即将开通的开关管的体二极管，实现ZVS。而且在负载突升时，输出滤波电感的等效占空比可达到100％，整个周期都会有正压加在输出滤波电感上，来提升电流；负载突降时，滤波电感的等效占空比可以为0％，整个周期都会有负压加在电感上，来降低电流。具有与单通道QSW电路相似的动态响应特性。应用交错并联技术，把两个对称半桥全波整流电路并联起来(如图10所示)，取稳态占空比为0.5，可实现完全的输出电流纹波互消作用，大大减小输 出 滤 波 器 ， 在 负 载 突 升 和 负 载 突 降 时 ， 具 有 对 称 的 快 速 动 态 响 应 。

图9  对称半桥全波整流电路及QSW工作波形

图10  交错并联对称半桥全波整流电路

    图11为对称半桥倍流整流拓扑，两个输出滤波电感的电流相位相差180°，与双通道交错并联拓扑存在相似的电感电流纹波互消作用，对应D=0.5时，可以实现完全的电流纹波互消作用（输出电流纹波为零）。在应用于负载对动态响应要求不高的场合时，可以把稳态占空比选定为0.5，从而大大减小输出滤波器的体积。但对于数据处理器这类对动态响应有较高要求的负载时，不能把0.5这一满占空比作为稳态占空比。但当D偏离0.5时，其纹波互消作用则会大大削弱，限制了输出滤波器参数的取小，降低了功率级的能量传输速度。在这种情况下利用交错并联技术，把两个对称半桥倍流整流拓扑进行交错并联，如图12所示，则可实现与四通道交错并联QSW电路相似的纹波互消作用（Dmax<0.5）此时，若把稳态占空比定在0.25，则可实现稳态时完全的纹波互消作用，输出滤波电感也可以取得很小，从而在负载突升(D：0.25→0.5)和突降(D：0.25→0)时，具有对称的快动态响应。

图11  对称半桥倍流整流拓扑

图12  交错并联对称半桥倍流整流拓扑及其原理波形

    值得指出的是，这些交错并联结构的拓扑特别适合于应用磁集成技术。可采用多通道电感集成方案及电感和变压器的集成方案[7][8]。从而大大减小磁性元件所占的总体积，简化电路布局、封装设计，与分立磁性元件相比，具有显著的优越性。

5  结语

    本篇针对微处理器应用场合，对其供电电源VRM进行了拓扑分析，指出现有拓扑的缺陷，从而引出准方波整流方式，并结合交错并联技术，对多通道交错并联QSW电路进行了分析，在此基础上，给出适合高总线输入电压要求的隔离式交错并联QSW方案，对各电路特点进行了阐述。本文分析有助于QSW在VRM中的合理选用和电路制作。