基于LM25037的车载便携式SPWM逆变器设计
2009-09-02
作者：范玲莉，邓 焰
摘 要： 介绍了一种高效的便携式正弦波逆变器设计方案，该方案采用输入并联-输出串联（IPOS）DC/DC推挽正激升压和DC/AC全桥SPWM逆变的2级结构。详细地阐述了系统主电路和基于LM25037的控制电路设计，通过实验样机验证，该逆变电源具有体积小、效率高、工作稳定可靠等优点。
关键词： IPOS推挽正激；全桥SPWM逆变；LM25037
目前，汽车普及率日益升高，车载逆变器将汽车点烟器输出12 V DC转换成220 V/50 Hz交流电，供一般的电器产品使用。车载逆变器作为一种移动中使用的电源转换器，为人们外出工作或旅游提供了很大的便利，具有广阔的市场前景。汽车上使用的电器多为商用或一般生活用，如车用冰箱、笔记本电脑、手机充电器、汽车DVD等，有些设备方波逆变不能满足其供电要求，如车用冰箱，必须要50 Hz的正弦波才能正常工作，因此车载正弦波逆变电源成为一种趋势。
本文介绍的基于LM25037的高效便携式车载逆变电源的主要参数为：输入电压9.6～16.2 V DC；输出电压220 V(±10 V)50 Hz(±0.5%) AC；输出功率500 W。
系统基本原理
系统输入为12 V DC蓄电池，输出为220 V/50 Hz。采用如图1所示的典型二级结构DC/DC高频升压和DC/AC低频逆变。首先，DC/DC变换器将蓄电池12 V DC升高至360 V；然后全桥SPWM逆变将直流电转转换成有效值为220 V/50 Hz方波，供负载使用。
DC/DC电路设计
对于高压输出场合，从安全角度考虑，一般采用变压器隔离型结构。推挽正激变换器具有推挽变换器和正激变换器的优点， 变压器双向励磁，磁芯利用率高，加入箝位电容后能够有效地抑制开关管的电压尖峰及变压器偏磁问题，并且无需磁复位电路，在输入低压大电流的场合具有一定的应用价值[1，2]。本系统输入电压9.6～16 V DC,满载时输入电流50 A左右，单个推挽正激变换器难以实现较高的效率。因此，本系统采用了如图2所示的组合式推挽正激变换器，即输入侧并联输出侧串联IPOS。IPOS结构有如下几方面的优点：原边开关电流应力减小；2个变换器采用交错并联控制方式，减小输入电流纹波；输出侧串联结构减小了输出整流二极管电压应力[3]。输出侧加入参考文献[1]提出的双CDD吸收电路有效的抑制了整流二极管反向恢复引起的电压尖峰，便于选取额定电压较低的二极管，减小导通损耗。
DC/DC控制电路采用美国国家半导体公司针对车载电源系统设计的芯片LM25037，该芯片具有以下几个方面的特点：(1)宽范围输入工作电压5.5 V～75 V；(2)可采用电压前馈模式或峰值电流模式控制；(3)内部集成前馈PWM锯齿波发生器；(4)具有可编程的迟滞欠压保护和死区时间功能；(5)带有延时的定时器双重模式的过流保护功能；(6)可编程的最大占空比和软启动；(7)内部集成了高精度的误差放大器和过流比较器，具有外同步等功能；(8)2路交替输出的驱动信号，适合于推挽、全桥和半桥等拓扑结构[4]。
DC/DC变换器采用Common-duty ratio控制，通过闭环调节系统控制模块2的输出电压稳定在180 V。利用十进制的CD4017分频器对1 MHz的输入信号分频，得到相差1/4T s的2个时钟信号作为2片LM25037的外同步信号，模块2输出电压误差PI调节后信号作为2片控制芯片COMP端给定，实现2个模块的交错并联。
变压器设计
设计指标：输入电压范围9.6 V～16 V；输出电压Vo=360 V；模块2输出电压Vc2=180 V；功率Po=500 W；工作频率fs=50 kHz；最大工作占空比Dmax=0.47；变压器的匝比为：
实际选取铁氧体ETD39的磁芯，匝比N=20，原边N1=N2=5匝，副边N3=100匝。
DC/DC输出滤波电感设计
按设计要求实际选取临界工作电流Ioc=0.4，Io=0.28 A，输出滤波电感值为：
后级全桥整流两桥臂对称，将1.4 mH的电感分成2个相同的0.7 mH的电感绕在同一个磁芯上。选用铁氧体EI30磁芯，中柱加入0.2 mm的气隙，匝数nf=65。
LM25037外围电路设计
LM25037的外围电路如图3所示。下面对各部分参数选取做出详细介绍。
开关频率和重启时间设定
根据芯片数据手册设定开关频率为f=50 kHz，死区时间为250 ns，外同步工作方式下外部时钟的频率应至少比R6设定的自由运行频率高出10%[4]，选取R6=81 kΩ，R7=50 kΩ。
如图4所示，过流保护后重启时间由以下3部分决定：
(1)t1：过流时，内部20 μA的电流源对C9充电至2 V；
(2)t2：1 μA的电流源对C10从0 V充电至1 V；
(3)t3：100 μA的电流源对C10从1 V充电至5 V。
因此通过设定RES及SS引脚电容C9和C10的值就可以设定出现过流保护后的重启时间。取C9=100 pF，C10=100 nF，则TRES约为10.4 ms。
前馈网络设计
如图5所示，前馈电压信号是通过外部的RC网络在每个开关周期输入电压对C3充电，得到斜率与输入电压成正比的锯齿波。在开关周期结束时通过芯片内部的MOS管对C3放电，使电容复位。
取C3=100 pF，R3=200 kΩ，其中Tdischarge<50 nS，Tsw为振荡周期，VRAMP为斜坡电压峰值，Vin为输入电压，Ron为内部MOS管导通电阻。
驱动电路设计
推挽正激变换器驱动不同于推挽电路，比如当在推挽正激变换器中，当接地的开关管Q2导通时，浮地的开关管上Q1承受的是-Vin，一般的驱动芯片不能承受负压，因此采用如图6所示的变压器隔离驱动。驱动变压器设计过程中应考虑漏感，漏感的大小直接影响驱动信号速度，并且在2个开关管均关断的时间与结电容发生振荡，引起开关管误导通。LM25037的PWM输出端最大驱动电流为50 mA，在隔离型驱动中为防止芯片过热，加入专用驱动芯片LM5110，其驱动电路如图6所示。
DC/AC电路设计
逆变电路采用ATMEL公司8位AVRmega16单片机控制。该单片机具有2个分别独立可预分频的8位定时/计数器；1个具有比较、捕获的16位定时/计数器；4路PWM通道；8路10位ADC等功能。
单片机控制及逆变器驱动电路如图7所示。为了减小开关损耗，逆变器采用单极性倍频的调制方式，将内部16位定时器T1当成2个8位使用，分别与2个相位差180°的正弦波比较即可得到需要的按正弦规律变化的PWM信号。基准正弦信号通过查表得到，当点烟器输出电压较低时，直流母线电压可能达不到360 V，因此采用前馈控制，根据不同的母线电压值判断查不同的正弦表，以保证输出正弦波有效值在设定的范围内。T1a和T1b工作在移相PWM模式，输出脚OCR1A和OCR1B作为逆变器的控制信号。为了防止开关管直通，开关管上下桥臂之间需要加入死区，采用驱动芯片IR2103可以方便地实现信号的取反、加入510 ns对称的死区以及电平的转换。
实验波形
在输入电压Vbat=12 VDC，满载时输出功率Po=500 W的电阻性负载情况下测得如下波形，其中图8为正激变换器开关管驱动及DS的电压波形。可以看出，由于箝位电容的吸收作用，推挽正激变换器关断时Vds的电压尖峰大大减小。图9为加入CDD吸收电路后整流二极管承受的反向电压波形。可以看出箝位电路有效地抑制了二极管的反向恢复，减小了电压尖峰及反向恢复损耗。图10为满载时直流母线电压及其纹波波形，满载时直流母线电压纹波峰-峰值约为4 V。图11为满载时，逆变器输出的电压、电流波形，经过分析得出，输出电压波形的谐波THD为0.97%，满载时的效率为85.7%。
本文提出的基于LM25037便携式车载逆变电源，经过实验验证具有电能利用率高、THD低、外围电路简单、工作稳定可靠等特点，在便携式电源中具有一定的应用价值。
参考文献
[1] 步宏飞，肖岚.加入双CDD无源无损缓冲电路的推挽正激变换器[J].电力电子技术，2006，40(3)：50-52.
[2] 刘伟晗.600W28VDC-360VDC推挽正激变换器的研制及偏磁抑制[D].南京：南京航空航天大学，2006.2.
[3] 胡维昊，裴云庆，王兆安.推挽正激多重化DC/DC变换器的研制[J].电力电子技术，2006，40(5)：21-22.
[4] National Semiconductor Corporation.LM25037 voltage mode PWM controller with alternating outputs[C].
America:[s.n.]，2008.