1 引言
按一般原理，比较器将输入信号进行比较，得到数字逻辑部分能够识别的数字信号[1]。 它是A/D 转换器的核心单元，其精度、速度等指标直接影响整个A/D 转换器的性能。在转换器中通常采用比较器级联的结构，这种结构能够提高速度、保证分辨率、降低延时和功率 消耗，同时它对输入电压范围、输入电阻以及电路面积也有很大的影响。此外，由于器件失 配、电压范围受限制等影响精度的因素的存在，引入失调校准技术则是必不可少的步骤[2-8]。
就一个速度为 1MS/s、10-bit 的逐次逼近型A/D 转换器来说，其比较器的精度要求至少应达到1/2LSB，即0.5mV，转换速率在10MHz 以上[2]。考虑到设计余量，本文所论及的比 较器能够分辨0.2mV 的电压，速度能达到20MHz，而功耗仅为8μW，其能满足嵌入式A/D 转换器高精度、中速，低功耗之性能要求的优势显而易见。 在本文中，我们首先介绍比较器的基本结构，稍后再对比较器各级的具体电路加以分析， 最后给出结果分析。
2 电路结构分析
级联结构的比较器逐级放大输入信号，使之放大到数字电路可以识别的幅度。这样就可 以避免由于比较器增益过大而引起的运行不稳定现象。但是，对于一个逐次逼近型的A/D 转换器，为保证一定的速度，比较器级联的个数m 也要符合一定的规则。
利用公式 m ≈ ln(1/ r)，最终得到m=6,其中r 是分辨率，这里就是1/1024[3]。比较器的恢复时间是制 约响应速度的一大因素，本设计中单级比较器的恢复时间为15ns，而级联后为1ns，恢复时 间明显缩短，且远小于时钟周期的一半，保证比较器可靠的工作。
本文设计的比较器，其前三级是带有正反馈的差分放大器，它能够迅速将输入信号建立 到数字电路可以处理的幅度，而且它结构简单，对中、高速比较器来说是较好的选择[4]，而 与此相比，电路后三级则是简单的反相器。
另一方面，为达到10-bit 的分辨率，比较器之间都采用了电容耦合，通过将贮存在电容 上的失调电压与输入叠加来消除失调电压。本设计采用的是一种混合的失调校准技术，即它 同时使用了输入失调校准（IOS）和输出失调校准（OOS）技术。IOS 是通过组成单位增益 将失调电压贮存在输入耦合电容，而OOS 则是通过将输入短接，把失调电压存储在输出耦 合电容。对于相同的前置放大器，引用OOS 方法可以得到更小的剩余失调电压，并且OOS 要比IOS 中的偶合电容小，但是，OOS 的方法通常对前置放大器的增益有着严格的控制， 而IOS 方法中所组成的反馈结构，能够促使前置放大器进入工作区。因此，人们通常采用 两种方法的多级结构[5]。
2.1 第一级比较器结构
为了减小比较器小信号输出的建立时间，通常的规则是要求第一级比较器具备一定的增 益和足够大的带宽[3]。栅极交叉的正反馈可以很大程度的提高电路增益，但是为了更好达到 指标，本设计采用两级运放构成的比较器。
结构如图 1 所示， M1，M2 组成出入差分对，M5，M7，M6，M8 构成栅极交叉的、带 有正反馈的负载，这样的状态可以提高电路的增益，而且M5 和M6 要比M7 和M8 的跨导 小，使得这个电路构成弱反馈。至于M3，M4，它们则构成第二级正反馈[6]。通过优化正反馈中M3~M8 的宽长比，还可以达到减小静态电流，减小相应功耗的目的。
对其进行交流仿真，得到第一级的增益为 20dB，带宽为62.5MHz，性能明显优于一级 运放，验证了选择的正确性。
此外，第一级比较器只采用输出失调校准技术（OOS），并且失调电压是通过放大后存 储在电容上的，在这种情况下，就很容易出现耦合电容饱和现象。为了防止这种结果的产生， 设计者必须要严格的控制第一级的增益[5]。由图知，这一级比较器是通过两级运放实现。那么首先计算第一级的直流电压增益。假设
图 3 为其仿真波形， 两个输入在时钟为低电平时各为其值，当时钟转换成高电平时两者相等。
2.2 第二级比较器的结构
比较器 2 与比较器1 的结构基本相同，差别只是在第一级运放的输入和输出之间加入了 开关。当控制时钟为低电平时，比较器输出与异端输入端接，进行失调校准。 假设开关 S1,S2注入到电容上的电荷失配量为△Q ，C1=C2=C，则剩余的输入失调 / OS V ∝ ΔQ C 由此可见，增大C 可以减小剩余失调电压，但是，增大C 会延长复位和输出建立时间， 而且会增大面积，于是我们折中考虑，选取C=544.5fF[5]。这一级放大器的增益为13。
2.3 第三级比较器的结构
该级比较器仍是由两级运放构成。第一级运放通过采用栅极交叉的弱正反馈结构、优化 管子的宽长比，提高了原有电路的增益，但其代价是减小了带宽。本级放大器的增益为730。 第二级运放使用镜像电路形成单端输出。
3 结果分析
3.1 整体仿真
本文所论及的比较器采用 SIMC 0.25μm CMOS 工艺模型，选取电源电压为2.5V，时钟 周期为250ns,并且使用Hspice 进行瞬态仿真。设定Vref=1.25V，Vin 每50ns 变化一次，分别为1.2498V，1.2502V，1.25V，1.2502V，1.2498V，其中当0～50ns 时钟为高电平时，比 较器处于失调校准阶段。仿真图4：
3.2 功耗分析
整个比较器的瞬态电流值见图 5，由图可知，在时钟信号跳变时，会给瞬态电流一个较 大的冲击，因此降低时钟的转换速率可降低功耗。同时功耗是电压和电流的乘积，降低电源 电压也能达到降低功耗的目的。综合考虑，本设计采用占空比为1/5、周期为250ns 的时钟 信号和2.5V 的电源电压。另外，本设计结构简单，减少了有效MOS 管的数量，这也是降 低功耗的又一大因素。通过使用 Cadence 的计算工具的到平均电流为3.23μA，功耗为8μW。
4 结论
本文作者的创新点是，将六级比较器级联，其中前三级是带有栅极交叉正反馈的两级运 算放大器，将信号迅速放大，缩短建立时间；整个电路结构简单，所占面积小；经过综合考 虑，本设计采用了周期为250ns 的时钟信号和2.5V 的电源电压，大幅度的减低功耗；引入 了输入失调校准（IOS）、输出失调校准（OOS）混合的校准技术和自清零技术，提高比较 器精度。该比较器满足嵌入式10bit 逐次逼近A/D 转换器高精度、中速、低功耗的性能要求。
