0 引言

    Ka波段单片式微波集成电路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）在军用电子装备和民用电子产品领域已表现出巨大的潜力和优势。MMIC技术可以满足系统对低成本、小型化以及高可靠性和一致性的要求，在宽带无线接入、区域多点传输服务（LMDS）以及微卫星通讯等领域得到了广泛的应用。当采用混合微波集成电路技术（Hybrid Microwave Integrated Circuit，HMIC）时，常用的Ka波段接收系统一般由滤波器、低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA）、混频器、本振及倍频器等多块芯片实现。由于系统装配过程中人工焊接和器件单独封装导致寄生参数的影响，以及芯片间互联可能导致的失配和损耗，采用数量众多的芯片将不可避免地降低系统的可靠性和一致性。同时，复杂的电路装配及调试过程难度高，费时费力，大大增加了人工和时间成本，降低了产品重复生产的能力。相较于HMIC技术，专用系统级MMIC高度集成了多个单功能电路以完成特定系统功能，避免了装配过程对系统性能指标的影响，提高了系统的一致性。基于上述优点，高性能Ka波段MMIC接收机已得到了广泛的应用^[1-4]。

    合成孔径微波辐射计作为一种被动传感器，主要用于测量物体微波辐射，广泛应用于射电天文、地球遥感、军事侦察、人体安检等领域。其中，被动毫米波成像的综合孔径体制是将稀疏分布的小孔径天线之间的干涉测量结果通过数字波束合成的办法将其综合成一个大的等效孔径，从而实现高分辨率成像，通过数字波束扫描实现视场范围内图像的瞬时成像^[5]。为了达到较高的空间分辨率，综合孔径辐射计通常需要较多的接收通道数量。因此其成像性能不仅取决于每个接收射频前端通道的性能参数，还取决于各接收射频前端通道之间的一致性^[6]。因此，高性能的射频前端设计及各接收射频前端通道的参数一致性，成为了综合孔径辐射计面临的重要问题。

    当前国际上对MMIC接收前端的研究取得了一定进展，在工程应用方面的研究也正在全面展开，然而很少有用于合成孔径辐射计MMIC设计的报道^[7-8]。鉴于MMIC对提高综合孔径辐射计各通道一致性和降低成本的优势，对于综合孔径辐射计射频前端MMIC的研究具有一定意义和价值。

    本文提出了一种应用于合成孔径辐射计的低噪声下变频MMIC接收机。考虑到应用背景对于高灵敏度的要求，芯片可以在一定带宽内满足射频前端高增益和低噪声的要求。芯片集成了一个四级低噪声放大器和由双平衡混频器子模块组成的镜像抑制混频器。为减小芯片尺寸，在保证整体电路性能的前提下，采用微带线代替电感，并适当弯折巴伦使设计更为紧凑。设计采用OMMIC公司0.13 μm砷化镓工艺，基底厚度为100 μm。

1 电路结构分析

    低噪声下变频芯片设计版图如图1所示。该设计包括一个四级低噪声放大器和由双平衡混频器子模块组成的镜像抑制混频器。

1.1 低噪声放大器

    对于低噪声放大器的设计主要考虑噪声、增益、线性度、稳定性和芯片尺寸等指标。设计采用的低噪声放大器原理图如图2所示。为拓宽工作频带和提高增益平坦度，电路从漏极到源极引入负反馈。反馈电路由电阻、电容和微带线串联组成。电阻的阻值会直接影响反馈量，从而影响电路整体增益；电容用于将偏置电路和反馈电路分隔开，避免直流量倒流至栅极，也用于调整反馈强度和相位；微带线代替电感，作用是减少信号高频反馈量，以补偿S21在高频段的损失，维持高频段的增益不变。另外，合理的设置反馈电阻和电容的值，也可以得到良好的输入、输出驻波比。由于反馈网络的引入会增加额外的噪声，所以本设计仅在第三级和第四级引入反馈网络。

    仿真结果显示，在输入信号频率为28～36 GHz时，放大器增益为27～29 dB，噪声系数为2.2～2.5 dB，电路无条件稳定。

1.2 双平衡混频器

    图3展示了由双平衡混频器子模块组成的镜像抑制混频器。双平衡混频器的优点是工作频带宽、端口隔离度高、输出信号谐波分量少、动态范围大，同时可以抑制相位噪声。双平衡混频器由本振、射频输入巴伦、环形二极管和中频输出组成。在该结构中，巴伦不仅作为变压器将输入信号分成两路幅度相等、相位相反的差分信号，同时也作为电感存在影响阻抗匹配。因此，设计高性能的巴伦是设计双平衡混频器的关键。在以往的设计中，Marchand巴伦以其简单的结构和宽的工作带宽常被采用。平面结构的Marchand巴伦包括两段四分之一波长耦合线，偶-奇模分析可以分析和设计这一巴伦结构^[9]。

1.3 镜像抑制混频器

    由于镜频干扰的存在，接收机系统常在低噪声放大器和混频器之间增加镜像抑制滤波器，或采用镜像抑制混频器解决这一问题。对于MMIC，Ka波段宽带镜像抑制滤波器难以实现。因此，本设计采用镜像抑制混频器与低噪声放大器进行集成。镜像抑制混频器由两个独立的双平衡混频器、Wilkinson功分器和Lange耦合器组成。中频输出巴伦由于其较大的尺寸一般在芯片外使用。镜像抑制混频器工作原理简述如下：射频输入信号经Lange耦合器变为正交的两路信号，与已经经过Wilkinson功分器功率分配的两路同相位的本振信号在两个双平衡混频器分别进行混频，输出的两路正交中频信号经中频巴伦合成就可以得到需要的中频信号，而镜频干扰信号在这一过程中被抵消。对于大部分设计，谐波混频器被用于基本混频模块组成镜像抑制混频器。谐波混频器的优点在于结构简单，本振频率低。但是谐波混频器对比其他基本混频单元性能稍差，同时需要额外的电路提高端口隔离度。因此本设计采用双平衡混频器组成镜像抑制混频器子模块。

2 仿真结果展示

    设计采用OOMIC公司D01PH工艺库，下文中所有仿真结果均是在ADS环境下仿真得到。图4展示了混频增益随本振功率变化的情况，图中信号频率为34 GHz，中频信号频率为4 GHz。由于采用了双平衡混频器，需要的本振驱动功率较大。较高的本振功率主要用于驱动双平衡混频器中的环形二极管。当本振输入功率大于14 dBm时，系统可以得到最佳的增益及噪声性能。图5展示了变频增益随射频信号频率变化的曲线，可以看到射频信号频率为28～36 GHz时，混频增益为17～20 dB。图6展示了噪声系数随射频信号频率变化的曲线，可以看到射频信号频率为28～35 GHz时，噪声系数为2.6～3 dB。上述结果是在本振输入功率为15 dB，频率为28 GHz下得到的。图7展示了本振和射频端口的输入回波损耗，29～34 GHz射频信号反射系数在-5 dB以下。图8展示了本振-射频、本振-中频隔离度，可以看到由于采用了双平衡混频器，电路实现了良好的端口隔离。

    图9展示了系统输入功率1 dB压缩点随射频频率变化的曲线。

    表1总结了仿真得到的性能参数，并与文献[1-4]中给出的MMIC接收机性能指标进行了比较。可以看到，本设计在噪声系数和变频增益指标上要优于其他设计。

3 结论

    基于0.13 μm GaAs pHEMT工艺，本文成功设计了一款低噪声下变频接收机模块。该设计由4级低噪声放大器模块和由双平衡混频器组成的镜像抑制混频器组成。仿真结果显示，在输入信号频率为29～34 GHz时，芯片的变频增益为17～20 dB，镜像抑制度超过20 dBc，噪声系数为2.6～3 dB。其性能指标满足合成孔径辐射计系统的要求。

参考文献

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