英飞凌最近推出了系列650V混合SiC单管（TO247-3pin和TO-247-4pin）。用最新的650V/SiC/G6/SBD续流二极管，取代了传统Si的Rapid1快速续流二极管，配合650V/TS5的IGBT芯片（S5/H5），进一步优化了系统效率、性能与成本之间的微妙平衡。

　　IGBT混搭SiC SBD续流二极管，在硬换流的场合，至少有两个主要优势：

　　·没有Si二极管的反向恢复损耗Erec

　　·降低30%以上IGBT的开通损耗Eon

　　因此，在中小功率光伏与UPS等领域，IGBT混搭SiC SBD续流二极管具有较高性价比。

　　此次，我们将利用英飞凌强大且丰富的器件SPICE模型，同样在Simetirx的仿真环境里，测试不同类型的续流二极管，对IGBT开通特性及Eon的影响。

　　特别提醒

　　仿真无法替代实验，仅供参考。

　　选取仿真研究对象

　　IGBT：650V/50A/S5、TO247-4pin（免去发射极电感对开通的影响）

　　FWD：650V/30A/50A Rapid1二极管和650V/20A/40A SiC/G6/SBD二极管

　　Driver IC：1EDI20I12AF驱动芯片，隔离单通道，适合快速IGBT和SiC驱动

　　搭建仿真电路

　　如下图1所示，搭建了双脉冲仿真电路，温度设为常温。

　　驱动回路

　　驱动芯片（1EDI20I12AF），对下管Q1（IKZ50N65ES5）门级的开关控制，与上管D1续流二极管进行换流。参照Datasheet的条件，驱动IC原边5V供电及5V的控制信号，驱动IC输出的驱动电压15V/0V给到Q1的门级，驱动电阻Rgon和Rgoff都设置为23.1Ω，再假设20nH左右的门级PCB走线电感。

　　主回路部分

　　设置母线电压400V，在器件外的上管、下管和母线附近各设置10nH，总共30nH（参照规格书中的双脉冲测试条件，Lσ=30nH）。根据仿真中的驱动脉冲宽度与开关电流要求，设置双脉冲的电感参数。

　　图1：双脉冲仿真电路图

　　仿真结果分析

　　根据上述电路，通过选取不同的续流二极管D1的型号进行仿真，对比观察Q1的IGBT在开通过程的变化。如图2和图3所示，在IGBT的开通过程中，当续流管D1的型号从650V/50A/Rapid1切换到650V/40A/SiC/G6/SBD后，开通电流Ic的电流尖峰（由D1的反向恢复电荷Qrr形成），从虚线（50A/Rapid1）的巨大包络，显著变为实线（40A/SBD）的小电流过冲；同时电压Vce在第二段的下降速度也明显加快，使得电流Ic与电压Vce的交叠区域变小。因此，体现在开通损耗Eon上，前者虚线（50A/Rapid1）为Eon=430uJ，降为实线（40A/SBD）的Eon=250uJ，占比为58%，即Eon降幅约40%。

　　为了进一步验证二极管D1的影响，分别用两种不同电流进行横向对比。由上述图4的仿真结果可见：同为650V/SiC/G6/SBD二极管的Qrr本身很小，不同电流规格（40A和20A），其Ic电流尖峰和开通损耗Eon都很接近。相对而言，50A和30A的650V/Rapid1的二极管，才能体现出一定的差异。

　　以上仿真是在门级电阻Rgon=23.1Ω、驱动电压Vge=15V/0V和外部电感Lσ=30nH的条件下进行的，如果采用不同门级电阻Rgon=18Ω或35Ω、Vge=15V/-8V和不同外部电感（如Lσ=15nH）时，从Rapid1/50A到SiC/G6/SBD/40A，IGBT开通损耗Eon的变化趋势又将如何呢？

　　由上述几组仿真结果来看，在一定门级电阻Rgon范围，一定外部电感条件Lσ，以及不同门级电压Vge时，均可以看到650V/40A/SiC/SBD二极管，给IGBT开通带来约50%左右的Eon损耗降低。

　　文章最后，我们再讨论一个问题：选择Vge=15V/0V与Vge=15V/-8V，对650V/50A/S5的TO247-4pin的单管的开关损耗Eon/Eoff有影响吗？

　　在图8和图9中，虚线表示Vge=15V/0V，而实线表示Vge=15V/-8V；粗略来看，对Eon的影响可以忽略，而对Vge的负压，可以减少Eoff差不多有50%（以Vce尖峰作为代价）。仿真虽然无法定量，至少可以定性地提醒大家，在设计与实测的时候，不要随意忽视Vge对开关特性的影响，尤其是快速型的IGBT。

　　期望上述的仿真分析，对大家深入理解650V混合SiC的开关特性有所帮助。