摘要

　　48 V配电在数据中心和通信应用中很常见，有许多不同的解决方案可将48 V降压至中间电压轨。最简单的方法可能是降压拓扑，它可以提供高性能，但功率密度往往不足。使用耦合电感升级多相降压转换器可以大幅提高功率密度，这种方案与先进的替代方案不相上下，同时保持了巨大的性能优势。多相耦合电感的绕组之间反向耦合，因而各相电流中的电流纹波可以相互抵消。这种优势可以用来换取效率的改善，或者尺寸的减小和功率密度的提高等。本文介绍了一个示例，其磁元件的体积和重量只有原来的1/4，使得1.2 kW解决方案符合1/8砖的行业标准尺寸，并且峰值效率高于98%。本文还重点讨论了如何根据耦合电感的品质因数（FOM）优化48 V拓扑。专注于DC-DC转换领域的工程师将会对此感兴趣。

　　引言

　　48 V配电轨通常会降压至某个中间电压，往往是12 V或更低，然后不同的本地负载点稳压器直接向不同负载提供各种不同的电压。对于48 V至12 V降压调节器，首选之一是多相降压转换器（图1）。这种解决方案提供稳压V_O和快速瞬态性能，很容易实现且成本较低。对于几百瓦到>1 kW的功率范围，可以考虑四相并联。然而，高效率通常是一个优先考虑因素，与12 V甚至5 V输入的较低电压应用相比，48 V转换器为了保持低开关损耗，开关频率通常相对较低。这会在“伏特×秒”方面对磁元件造成双重损害，因为已经很明显的电压也会作用相对较长的时间。因此，与较低电压应用相比，48 V的磁元件通常体积较大，并使用多匝绕组来承受显著提高的“伏特×秒”。48 V降压转换器仍然可以实现高效率，但整体尺寸通常相当大，其中电感占据了大部分体积。

　　基本48 V至12 V ~1 kW降压转换器具有四相，使用6.8 μH分立电感，开关频率为200 kHz。这四个电感是目前最大和最高的元件，占解决方案体积的大部分。本文的目标是保持或提高此初始设计所实现的高效率，但显著减小磁元件的尺寸。

　　常规降压转换器各相的电流纹波可由公式1求出，其中占空比为D = V_O/V_IN，V_O为输出电压，V_IN为输入电压，L为电感值，Fs为开关频率。

　　图1.使用分立电感的四相降压转换器。

　　用漏感为L_k且互感为L_m的耦合电感^1-7代替分立电感（DL），CL（耦合电感）中的电流纹波可表示为公式2。⁶ FOM表示为公式3，其中N_ph为耦合相数，ρ为耦合系数（公式4），j为运行指数，仅定义占空比的适用区间（公式5）。

　　CL考虑因素

　　改进的第一步是针对耦合系数L_m/L_k的几个实际合理值绘制N_ph = 4的FOM曲线（图2）。红色曲线L_m/L_k = 0表示分立电感的FOM = 1基线。已经证明，漏感非常低的陷波CL （NCL）结构一般能实现非常高的L_m/L_k，因此FOM值也很高。^8,9然而，虽然在理想情况下目标占空比正好位于第一陷波D = 12 V/48 V=0.25，但有必要考虑V_IN和V_O的某个范围。有时候，标称V_IN可以是48 V或54 V加上一些容差，V_O可以调整为远离12 V，等等。如果占空比在D = 0.25附近的某个范围内变化，为使电流纹波始终受到抑制，应选择具有相当大漏感的典型CL设计，而不是NCL，但FOM值仍然相当大。假设L_m/L_k > 4，与DL基线相比，减小CL中的电感值可能使图2中的FOM提高约6倍。减少能量存储会直接影响所需的磁元件体积。因此，将DL = 6.8 μH降低为CL = 1.1 μH应有利于减小尺寸。

　　图2.针对一些不同L_m/L_k值，4相CL的FOM与占空比D的函数关系。突出显示了目标区域。

　　图3.DL = 6.8 μH和CL = 4 × 1.1 μH（V_IN = 48 V且F_s = 200 kHz）时的电流纹波与V_O的函数关系。突出显示了目标区域。

　　图3显示了相应的电流纹波，比较了V_IN = 48 V和F_s = 200 kHz条件下的基线设计DL = 6.8 μH与建议的4相CL = 4 × 1.1 μH （L_m = 4.9 μH）。在目标区域中，CL的电流纹波与DL的电流纹波相似或更小。这意味着所有电路波形的均方根相似，传导损耗也相似。相同F_s时的相同纹波还意味着开关损耗、栅极驱动损耗等也相同，因此这两种解决方案的效率应该非常相似（假设DL和CL电感损耗的贡献相似，这是唯一的区别）。

　　图4.四个DL = 6.8 μH电感（上方）被替换为CL = 4 × 1.1 μH（下方），体积减小到原来的1/4。

　　图5.48 V至12 V调节第一级。元件放置在PCB正面的1/4砖轮廓内。将所有~1 mm元件移至底部：1/8砖。

　　图4显示了设计的CL = 4 × 1.1 μH，其取代了四个DL = 6.8 μH电感。5每个DL的尺寸为28 mm × 28 mm × 16 mm，假设它们彼此间隔0.5 mm，那么尺寸为56.5 mm × 18 mm × 12.6 mm的4相CL可使磁元件体积减小到原来的1/4。图5显示了完整的1.2 kW 48 V至12 V调节解决方案，PCB单面上的元件位于1/4砖轮廓内。CL尺寸和封装经过专门设计，两个CL元件可以安放在行业标准四分之一砖尺寸内。将所有~1 mm元件（FET、控制器IC、陶瓷电容等）放置在PCB底部，从而实现1/8砖尺寸的1.2 kW解决方案。

　　性能改善

　　当DL = 6.8 μH电感变为CL = 4 × 1.1 μH时，电感中的电流摆率限制也改善了6倍，这有助于改善瞬态性能。除此之外，尽管磁元件总体积减少到原来的1/4，但100°C时的电感饱和额定值提高了约2倍。

　　图6显示了建议的V_IN = 48 V解决方案（输出V_O = 12 V）的瞬态性能。正如所料，对于变化的负载电流，反馈将输出电压调节至预设值，同时补偿输入电压的任何变化。

　　图6.75 A负载阶跃下V_O = 12 V输出（CL = 4× 1.1 μH）时的瞬态性能。

　　所实现的效率如图7所示，它可能是首要的性能参数。它与先进的行业解决方案进行了比较：48 V至12 V（固定4:1降压）LLC，初级侧和次级侧均有矩阵变压器和GaN FET。¹⁰所实现的满载效率为97.6%，而基准效率为96.3%。这意味着在全功率下损耗减少16.6 W，建议的解决方案实现了1.6倍的改进。当效率已经如此之高时，损耗要降低如此大的幅度通常很难实现。

　　尺寸和效率之间的权衡当然是可能的。图8比较了CL = 4 × 1.1 μH（磁元件尺寸减小到DL的1/4）和更大的CL = 4 × 3 μH（电感体积仅减小到DL的1/2）的效率。物理尺寸较大的CL = 4 × 3 μH具有较高的漏感L_k = 3 μH和较大的互感L_m = 10 μH。这使得F_s可以轻松降低至110 kHz，从而大幅提升整个负载范围内的效率。

　　图7.与1/8砖尺寸的先进48 V至12 V解决方案的效率比较。

　　图8.使用耦合电感的建议48 V至12 V解决方案的效率与尺寸权衡。

　　结语

　　利用耦合电感的优势，48 V至12 V解决方案将磁元件总尺寸减小到基本分立电感的1/4，以行业标准的1/8砖尺寸实现了1.2 kW功率。在磁元件尺寸减小4倍的同时，它保持了出色的效率性能，瞬态电感电流摆率提高了6倍，电感I_sat额定值提高了2倍。

　　与同样尺寸的业界先进48 V至12 V解决方案相比，它在全功率下的损耗降低了约1.6倍。如果磁元件尺寸的减小幅度可以不那么大，效率还能进一步提高。

　　同时，建议的解决方案提供出色的稳压输出，可直接放在客户母板上，并利用标准硅FET进一步优化成本。与之相比，采用全GaN FET的非稳压4:1 LLC是作为单独模块制造的，并使用具有多层、敏感布局和嵌入式矩阵变压器的专用PCB。

　　整体性能改善体现了ADI耦合电感专利IP的优势，我们很高兴将其提供给众多客户用于DC-DC应用。

　　参考资料

　　¹ Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan。“带耦合感应绕组的电压转换器及相关方法。”美国专利6,362,986，2001年3月。

　　² Jieli Li。 “DC-DC转换器中的耦合电感设计。”硕士论文，2001年，达特茅斯学院。

　　³ Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和F. C. Lee。 “采用耦合电感的交错VRM的性能改进。”《IEEE电源电子会刊》，第16卷第4期，2001年7月。

　　⁴ Yan Dong。 “负载点应用中多相耦合电感降压转换器的研究。”博士论文，2009年，美国弗吉尼亚理工学院暨州立大学。

　　⁵ Alexandr Ikriannikov。 “漏感控制得到改进的耦合电感。”美国专利8,102.233，2009年1月。

　　⁶ Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “解决耦合电感中的铁损问题。”Electronic Design News，2016年12月，

　　⁷ Alexandr Ikriannikov。 “耦合电感的基础知识和优势。”ADI公司，2021年。

　　⁸ Alexandr Ikriannikov。 “多相DC-DC应用中磁元件的演变和比较。”IEEE应用电源电子会议，2023年3月。

　　⁹ Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “采用多相磁元件的转换器：TLVR与CL和新颖优化结构之比较。”PCIM Europe，2023年5月。

　　¹⁰ “EPC9174-评估板。”Efficient Power Conversion Corporation。

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