1 电镀行业对电镀电源的技术要求
电镀行业的重大关键设备是电镀电源，其性能的优劣直接影响到电镀产品工艺质量的好坏；同时，电镀行业最主要的能量消耗是电源，因此高品质的电源是电镀业节能增效的决定性因素，对电网的绿色化也有重要影响。在电气性能方面，电镀电源属于低压大电流设备，要求操作简便、能承受输入端的突变和输出端短路，以及操作过程过载的冲击。还由于电源设备工作在酸碱、潮湿等恶劣环境下，对电镀电源的稳定性、可靠性、抗干扰性、耐腐蚀性等要求也显得更为重要。这些，都是设计电镀电源必须考虑的重要因素。
高频开关电源与传统工频整流电源相比，具有高效节能约20%~30%、省材约80%~90%、功率密度大（输出1A电流传统电源需要制造材料0.5kg~1kg，而开关式电源只需要0.06kg~0.12kg），而且动态特性和控制调节特性好，制造过程占地少、加工量少等特点[1]。电镀电源要求输出功率大（通常输出电流要2000A以上），电镀行业推广应用开关式电源对节能、节省资源都是有显著效果的措施。
2 电镀电源的主电路结构
电镀电源在满足其电气技术要求的条件下，应该尽量采用结构简单、稳定可靠的技术方案。而高频开关电源要获得大功率输出，也要从电路结构设计的各方面都要采取相应的措施，来保证大功率输出的要求。
因此，其工作电源直接选用380V的三相交流电源。经过三相桥式整流，滤波，作为开关电源的输入电源。由于要求输出大功率，主回路功率变换器要采用桥式电路才能实现。因为桥式电路使得高频变压器只需要一个原边绕组，通过正向、反向的电压，得到正向、反向的磁通，变压器铁芯和绕组利用最佳，效率、功率密度都较高；另外，功率开关承受的最大反压可以不超过电源电压；利用四个反接在功率开关两端的体二极管，无须设置能量恢复绕组，变压器的反激能量就可以恢复利用[2]。所以功率变换器选择桥式电路结构。主电路结构如图1所示。
图中L C改为斜体，电容改为平行线
3 使用软开关变换器方案的必要性
在功率变换器使用桥式电路结构的条件下，根据开关器件的开关状态，通常可以将开关型功率变换器分为两大类：硬开关变换器和软开关变换器。以PWM脉冲宽度调制变换器为例，它通过改变开关接通时间的长短，即改变脉冲占空比来实现对输出电压和输出电流的调整，PWM开关技术以其电路简单，控制方便而获得了广泛的应用。
通常DC/DC变换器的桥式主电路结构原理图如图2所示。
图中符号改为斜体，二极管改为空心通直线
早期的PWM开关技术，其电子开关是一种“硬开关”，如图3所示。即功率开关管的开通或关断是在器件上的电压或电流不等于零的状态下强迫进行的，造成电路的开关损耗很大，硬开关变换器由此得名。正是由于电路的开关损耗很大，使得PWM开关技术的高频化、大功率工作受到了许多的限制[3]。由于硬开关限制了变换器的输出功率和开关频率的提高，硬开关条件下的开关电源输出功率一般小于10kW，工作频率为20kHz左右。针对硬开关PWM变换器的不足，八十年代末，一种新的开关变换器——移相PWM控制软开关变换器被提了出来，并得到广泛的研究。
脉宽调制软开关技术(SPWM)的问世，推动大功率逆变技术的研究与应用水平又上了一个新的台阶。脉宽调制软开关技术综合了传统脉宽调制技术和谐振技术的优点，仅在功率器件换流瞬间，应用谐振原理，使开关变换器开关器件中的电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化。在电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零，从而实现零电压或零电流转换。而在其余大部分时间采用恒频脉宽调制方法，完成对电源输出电压或电流的控制。因此，开关器件承受的电流或电压应力小，可使开关频率提高到兆赫的水平。在这种思想的引导下，国内近10年来，脉宽调制软开关技术在功率逆变电路中应用逐渐占据主导地位。加上DC/DC开关变换器的电路拓扑结构的多样性，两者的结合使得当前应用的软开关功率变换器的电路日益增多。对于要求大功率输出的高频电镀开关电源，应该选用软开关功率变换器。
4 移相控制软开关控制方式工作原理
移相控制方式是近年来在全桥变换器中使用最多的一种软开关控制方式，它是谐振变换技术和PWM技术的结合。其工作原理为每个桥臂的两个开关管1800互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压的脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的。各开关管的驱动信号如图4所示。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件。漏电感储存的能量对功率开关管的两端并联的输出电容充放电来使开关管两端的电压下降到零，使电路的四个开关管依次在零电压下导通，在缓冲电容的作用下零电压关断，从而有效的降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、效率，降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了一般全桥电路中的结构简单、控制方式简洁、开关频率恒定、元器件的电压电流应力小的优点。
要实现PWM DC/DC全桥变换器的软开关，必须引入超前桥臂和滞后桥臂的概念，定义斜对角两只开关管中先关断的开关管组成的桥臂为超前桥臂，后关断的开关管组成的桥臂为滞后桥臂。超前桥臂只能实现零电压开关ZVS，并且很容易实现零电压开关，不能实现零电流开关ZCS。滞后桥臂可分别实现ZVS和ZCS。根据超前桥臂和滞后桥臂实现软开关方式的不同，可以将软开关PWM全桥变换器分为两大类：一类是ZVS PWM全桥变换器，其超前桥臂和滞后桥臂都实现ZVS。无论是超前桥臂还是滞后桥臂，为了实现ZVS，有必要在开关管两端并联电容，或者利用开关管自身的输出电容;另一类是零电压零电流开关(ZVZCS)PWM全桥变换器，其超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS，对于滞后桥臂，为了实现ZCS，不能在开关管两端并联电容。它们均采用移相(Phase一shift)控制方式[4]。为了使大功率电镀开关电源更好地适应电镀生产的恶劣环境，笔者选用了结构比较简单可靠的ZVS移相全桥变换器。
ZVS移相全桥变换器超前臂和滞后臂都实现零电压开关(ZVS)。由于变压器原边漏感和输出滤波电感的存在，超前臂关断时电流不会突变，只能实现ZVS。同样，由于变压器原边漏感的存在，滞后臂关断(或另一只开通)时，如果不设法使电流复位(减小至0)的话，也只能实现ZVS。实现的方法同样是在其开关管两端并联电容。ZVS移相全桥变换器的原理图如图5所示。
为了更好地理解其工作原理，在分析ZVS移相全桥变换器工作原理之前，先作如下假设:
① 所有开关管、二极管均为理想器件；
② 除特别指定外(如变压器漏感)，所有电容、电阻、电感、变压器均为理想元件；
③ 与开关管并联的电容中，Cl=C3，C2=C4；
④ 输出滤波电感L远大于变压器漏感，即L>>Lk。
ZVS移相全桥电路在主功率管Ql、Q4导通切换到Q3、Q2导通的半个开关周期中，要经历6个开关模态。其中a b两点间电压Vab。变压器原边电流ip和整流桥输出电压Vrect的波形如图6所示。分述如下。
图中二极管改为空心通直线，电容为平行线
（1）开关模态1
[t-，t0] 时刻：t0时刻之前，Ql、Q4导通。原边电流经Ql，主变压器原边，Lk，Q4向副边传输能量。a b间电压Vab=Vi，原边电流ip线性上升。
（2）开关模态2
[t0，t1]时间段：t0时刻，Q1关断，由于有C1的存在， Ql电压不能突变，电压缓升，是零电压关断。Ql关断后，a b间电压Vab开始迅速下降，但是仍大于0，故此时副边仍工作在整流状态。可认为输出滤波电感L与原边漏感Lk串联。因为电感电流不能突变，所以ip仍按原方向流动，并逐渐减小。电流ip给Cl充电，给C3放电。Vab在tl时刻减小到0。
（3）开关模态3
[t1，t2]时间段：t1时刻，C1充电，C3放电均结束，Vab减小到0。Q3的反并二极管D3自然导通。此[t1，t2] 时间段中开通Q3，则Q3是零电压开通。开通Q3时，由于原边电流方向不变，Q3上不会立即有电流流过。原边电流ip仍然流过D3，主变压器原边，漏感Lk和Q4，形成环流。
（4）开关模态4
[t2，t3]时间段：t2时刻关断Q4以后，原边电流ip给C4充电，给C2放电。由于Vab= -Vc4，副边整流管D2和D3开始导通，这使得整流桥工作在四只管子都导通的续流状态。在反向电压的作用下，ip下降速率增大。
（5）开关模态5
[t3，t4]时间段：t3时刻，C2放电至0，C4充电至Vi。Q2的反并二极管D2自然导通。这个时间内开通Q2，则Q2是零电压开通。此外，原边电流ip在-Vi的作用下，迅速下降。
（6）开关模态6
[t4，t5] 时间段：原边电流ip在-Vi的作用下减小至0并反向增加，但这时的原边电流很小，无法向负载输送能量，因此副边整流管仍然工作在续流模式下，直至t5时刻，原边电流反向增大，足以给负载供电。此后原边电流经回路Q2，漏感Lk，主变压器原边，Q3向负载供电，切换过程结束。
5 ZVS移相控制软开关控制方式存在的问题
由以上分析可以看出，ZVS移相全桥变换器要实现软开关，必须在有限时间内有足够的电流抽取开关管并联电容(附加并联电容与结电容之和)上的电荷，使开关管两端电压下降至0。既然ZVS移相全桥变换器软开关的实现与原边电流有关，那么在负载较轻的情况下，原边电流较小，使得零电压开关难实现，这是ZVS移相全桥变换器最大的缺点。
实际上超前臂和滞后臂实现软开关的条件有所差别。超前臂开关时，副边整流管工作在整流状态，输出滤波电感相当于串联在原边漏感上，电流变化率小，开关管并联电容上的电荷抽取速度快。滞后臂开关时，副边整流管工作在续流状态，只有原边漏感维持原边电流，电流变化率大，开关管并联电容上的电荷抽取速度慢。因此滞后臂软开关实现较超前臂为困难，这也是ZVS移相全桥变换器的缺点。
为了让滞后臂实现ZVS更加容易，增大原边电流成了最直接的想法。原边电流的增大可以用增加励磁电流，或增大漏感(或外加的谐振电感)来实现。
[t2，t4]时间段，主变压器原边的电流尚未衰减到零、或恰好衰减到零，变压器初级处于续流状态,其两端的电压为零；[t4，t5]时间段，开关功率管Q2、Q3刚刚要开又未完全开通。从变压器退出续流状态，到t5时间后开关管完全开通，变压器并不输出电压，该段时间(图6阴影部分)即为丢失的占空比。占空比丢失是因电感剩余储能造成的。由于电感储能和流过电流的平方成正比，故重载时占空比丢失较为严重。即在原边承受方波电压时，由于支路上电感的存在，原边电流较小，无法向副边输送能量，反映为副边输出的占空比较原边为小。即ZVS移相造成了输出占空比丢失，也是ZVS移相全桥变换器的缺点。
此外，如图6所示，[t1，t2]时间段原边电流在D2，主变压器原边，Lk，Q4之间形成环流的时候，电路仍处在续流模式。这表示电路中存在较大的环流，环流在半导体器件尤其是反并二极管中消耗较大能量，造成效率降低。而按前边的讨论，环流越大，软开关越容易。软开关提高的效率和环流降低的效率之间的矛盾，也是ZVS移相全桥变换器的缺点之一。
6 结束语
综上所述，ZVS移相全桥变换器存在轻载难以实现软开关、滞后臂软开关实现困难、占空比丢失与软开关条件相矛盾、以及环流损失相当一部分效率四大固有缺点，这些缺点仍然是今后需要继续研究解决的问题。