0 引言

　　提高开关频率可以减小电感、电容等储能元件的体积，但是开关频率的提高会增加开关器件的开关损耗。为了解决这个问题，专家提出并发展了软开关技术。一般来说，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或-个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件。同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

　　升降压变换器作为一种最基本的DC／DC拓扑广泛应用于各种电源产品中。由于升降压只包含一个开关，所以要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加r变换器的成本，降低r变换器的可靠性。

　　升降压变换器除了有一个开关器件外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSPFET来替换二极管(同步整流)，从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。

　　基于此，本文研究了一种软开关同步升降压变换器。该方案适用于输出电压较低，功率密度较高的场合。

　　1 工作原理

　　图1所示的是具有两个开关管的同步升降压变换器。其两个开关互补导通，并设有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流始终为一个方向，如图2中iL波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单介绍电感电流不改变方向情况下的同步升降压变换器的工作原理。在这种情况下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。

　　1)阶段1[to~t1]S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。

　　2)阶段2[tl～t2] S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，对S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

　　3)阶段3[t2～t3] 当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，这也就为S2的零电压导通创造了条件。

　　4)阶段4[t3~t4] t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压，由于该结构的Buck-Boost变换器的输出电压为负，所以电感L上的电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。

　　5)阶段5[t4-ts] 此时电感L上的电流方向仍然为正，所以，该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。

　　接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法对S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计的足够小，让电感电流在S2关断时为负，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。

　　在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。

　　1)阶段1[to~t1] S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1．时刻，S1关断，该阶段结束。

　　2)阶段2[t1~t2]S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，对S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

　　3)阶段3[t2～t3] 当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，这就为S2的零电压导通创造了条件。

　　4)阶段4[t3～t4] t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压，由于该结构的Buck—Boost变换器的输出电压为负，所以电感L上的电流线性减小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。

　　5)阶段5[t4～t3] 此时电感L上的电流方向为负，正好可以对S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

　　6)阶段6[t5～t6] 当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。

　　接着S1在零电压条件下导通，进人下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。

　　2 软开关的参数设计

　　以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现升降压变换器的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感L上电流的峰峰值可以表示为

　　式中：D为占空比；

　　T为开关周期。

　　电感L上电流的平均值可以表示为

　　式中：Io为输出电流。

　　所以电感上电流的最大值和最小值可以表示为

　　将式(1)和式(2)代入式(3)和式(4)可得

　　从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由1min对S2的结电容充电，对S1的结电容放电来创造的；而 S2的软开关条件是由Imas对S1的结电容充电，对S2的结电容放电来创造的。通常满载情况下│Imax》│Imin│。所以S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。

　　强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容G2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为

　　但在实际中式(8)非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源对对S2的结电容充电，对S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为

　　式中：tdead2为S2开通前的死区时间。

　　同理，弱管S1的软开关宽裕条件为

　　在实际电路的设计中，强管的软开关非常容易实现，所以关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流值，从而使得开关的导通损耗过火。

　　3 实验结果

　　一个开关频率为200KHz，功率为60W的电感电流反向的同步升降压变换器的样机，进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。

　　该变换器的主要参数和元器件规格如下：

　　输入电压Vin 28V；

　　输出电压V。 -20V；

　　输出电流，I。 O～-3A；

　　工作频率f 200 kHz；

　　主开关S1，S2 IRFZ44；

　　电感L 8μH。

　　图6(a)、(b)、(c)是满载(-3A)时的实验波形从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或者(1一D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)、(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从S1及S1漏源电压的下降斜率来看S1比S2的ZVS条什要差，这就是强管和弱管的差异。

　　图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了94. 8％，满载效率为94．2％。

　　4 结语

　　本文研究了一种软开关司步升降压变换器。Potentia Semi数字电源管理控制器适用于复杂电源系统该方案下，两个开关根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小．因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。另外电感量需要设计得很小，所需的电感体积也可以比较小(通常可以用I型的磁芯)。因此，这种方案适合用于高功率密度、较低输出电压的场合。