1引言
有源功率因数校正（APFC" title="APFC">APFC）技术能够实现各种电源装置" title="电源装置">电源装置网侧电流正弦化，把非线性负载变换成为一个等效纯电阻，使功率因数接近1，极大地减少了电流的高次谐波，消除了无功损耗，减小了电磁干扰（EMI）。目前已进入商业实用阶段。由于是在电网和电源装置之间串联插入的功率校正装置，因此功率因数校正装置的可靠性和电效率显得尤为重要。能够实现功率因数校正的电路有多种，在功率较大的场合，BOOST" title="BOOST">BOOST电路具有许多优点而得到了广泛的应用[1]。但是，单相BOOST型PFC硬开关变换器工作于电流连续模式（CCM）时，由于BOOST二极管的反向恢复，功率开关器件将产生很大的开通损耗（这部分损耗将占PFC电路总损耗的30％）[2]。同时产生很大的干扰。这不仅降低了功率，更为严重的是，由于损耗引起温升，降低了可靠性。所以在大功率时，硬开关BOOST电路存在严重的缺陷[1]。零电压" title="零电压">零电压过渡（ZVT）技术应用于BOOST电路很好地解决了二极管反向恢复问题。但是其辅助管工作于硬关断状态，将产生较大的关断损耗。
2改进型ZVT－BOOST电路的原理
为了减少ZVT－BOOST电路辅助管的关断损耗，在辅助管上加入无损吸收电路，实现辅助管的软关断。电路如图1所示，图中C1、VD1就是关断时的无损耗吸收电路。
电路的工作有八个阶段组成，如图2所示。
Mode1,t0－t1阶段：t0时刻辅管Sr受控开通，流过BOOST二极管VD的电流iD开始向辅管Sr、辅助电感Lr换流。LrdiLr/dt=U0，直至iLr=iL,iD=0。
Mode2,t1－t2阶段：BOOST二极管VD电流过零关断，谐振电容Cr(包括主管S的内部电容)和辅助电感Lr谐振，iLr继续上升，Ucr下降。
当Uin>Ucr时，BOOST电感L中的电流iL开始上升。
Mode3,t2－t3阶段：Ucr下降为零，主管S的内部反并联二极管导通，主管S的端压被钳位于－0.7V。
Mode4,t3－t4阶段：在零端压下主管S受控开通，iL流入S：LdiL/dt=Uin，同时辅管Sr受控关断，iLr向吸收电容C1以及辅管Sr内部电容Cds谐振充电：LrdiLr/dt=Ucl=UCds,(C1＋Cds)dUcl/dt=iLr。
由于增加了吸收电容C1，所以辅管Sr关断时电压上升的速度变慢，实现了关断缓冲。
Mode5，t4－t5阶段：当Ucl=Ucds=UO时，VD2导通，Ucl、Ucds被箝位于UO，Lr通过已开通的主管S向负载释放能量，直至iLr=0。
Mode6,t5－t6阶段：iLr下降为零，VD1、VD2、VD3因电流过零关断，iL通过导通的主管S继续上升。
Mode7,t6－t7阶段：主管S受控关断，iL向Cr充电，Ucr上升；由于Ucl＋Ucr=UO,Ucr上升使Ucl下降（也就是iL向C1反向充电，VD2导通）。直至Ucr=UO,Ucl=0,使辅管Sr的缓冲电容C1电压无损回零，实现
图1改进型ZVT－BOOST电路
（a）Mode1 (b)Mode2
（c）Mode3 (d)Mode4
（e）Mode5 (f)Mode6
（g）Mode7 (h)Mode8
图2电路工作的八个阶段
图3电路工作的原理波形
了无损吸收，可以看出，C1对主管S关断也起到了关断缓冲的作用。
Mode8,t7－t8阶段：BOOST二极管VD开通，并保持Ucr=UO,Ucl=0。
电路进入下一周期。图3给出了电路的主要波形。
可以看出，改进型ZVT－BOOST电路的主管在零电压下开通。关断时，并联电容减少了关断损耗。辅管由于增加了缓冲吸收电容C1，减少了关断损耗。而且吸收电路的能量（1/2）C1U2o向负载释放，没有造成损耗。因此，无损吸收进一步降低了原来ZVT－BOOST电路的损耗。
3仿真结果
对图1电路用PSPICE进行仿真，选用参数为：L=600μH，Cr=1000pF,Lr=20μH,C1=1nF,Cds=400pF,Uin=200V(DC),UO=400V,RO=82Ω。图4给出了仿真结果。
4主要参数的设计
把改进型ZVT－BOOST电路运用于PFC，设计指标：Pin=4.0kW,Uin=220V,Uo=400V,fs=50kHz,PF>0.99,输入电流脉动<10％ 。
(1)BOOST电感L
L的选取应满足输入电流纹波" title="纹波">纹波的要求，根据SPWM的调制原理，不难得到[4]。
式中，Uin(pk)为输入电压的峰值；△I为最大输入电流纹波。
（2）输出滤波电容Co
对输入、输出瞬时功率进行分析，可以看出输出电压Uo包含有两倍网频（即100Hz）的纹波，为了使Uo满足设计要求（脉动<5％ ） ，
（3）谐振参数Lr、Cr
由前述原理可知，为了保证主管零电压开通，主管的开通时刻应比辅管延时一段时间td,
td≥t2－t1=t10＋t21(4)
式中，t10为iL从VD换向Sr所需的时间，
t10=t1－t0=Lr·iLmax/Uo(5)
其中iLmax应取最大输入电流并考虑其纹波。
其中Tr为谐振周期。
改进型ZVT－BOOST电路由于给辅管增加了无损吸收电路（缓冲强度可按强型设计），大大减小（甚至消除）了关断损耗，进一步减小整个电路的损耗。
图4PSPICE仿真结果
图5改进型ZVT—BOOST电路实验波形
设计时，谐振频率fr一般取开关频率fs的5～10倍。过高，则谐振电流峰值太大；过小，则td过长，主电路不能利用的占空比太大，造成输入电流的畸变和输出电压的不稳。Cr的选取应有利于减少主管的关断损耗和不引起过大的谐振峰值电流。由于C1同样对主管起到了关断缓冲吸收的作用，因此Cr的值可取小，甚至不用外接。取Cr=1000pF(包括主管内部输出电容)、Lr=20μH，td=2μs。
（4）吸收电容C1
C1取大有利减小主管和辅管的关断损耗，但过大，则会造成L中的能量不足以使UC1恢复回零，起不到缓冲的作用，实验中取C1=1nF。
5实验结果与结论
(a)主管驱动与主管端压波形 (b)PFC电路输入端电压、电流波形
图5给出了采用改进型ZVT－BOOST电路实现PFC的实验波形。