电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环控制可以获得更优良的动态和静态性能[3]。其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定，检测电感(或开关)电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和功率开关的峰值电流直接跟随电压调节器的输出而变化。如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、稳态精度高，特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力。逆变器(DC/AC变换器)由于交流输出，其控制较DC/DC变换器复杂得多，早期采用开关点预置的开环控制方式[1]，近年来瞬时反馈控制方式被广泛研究，多种各具特色的实现方案被提出，其中三态DPM(离散脉冲调制)电流滞环跟踪控制方式性能优良，易于实现。本文将电流型PWM控制方式成功用于逆变器控制，介绍其工作原理，与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能，并给出仿真结果。
1三态DPM电流滞环跟踪控制方式
电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式[1，2，4，5]，其中三态DPM电流滞环跟踪控制性能较好且易于实现[1]。参照图1，它的基本工作原理是：检测滤波电感电流iL，产生电流反馈信号if。if与给定电流ig相比较，根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4个开关在下一个开关周期中的导通情况：ig－if>h时（h见图1，为电流滞环宽度，可按参考文献[1]P64式52选取）S1、S4导通，UAB=＋E，＋1状态；ig－if－h时S2、S3导通，UAB="－"E，－1状态；|ig－if|h时S1、S3或S2、S4导通，UAB="0，"0状态。两个D触发器使S1～S4的开关状态变化只能发生在周期性脉冲信号CLK(频率2f)的上升沿，也就是说开关点在时间轴上是离散的，且最高开关频率为f。
仿真和实验表明，iL正半周，逆变器基本上在＋1和0状态间切换，而iL负半周，逆变器基本上在－1和0状态间切换，只有U0过零点附近才有少量的＋1和－1之间的状态跳变，从而使输出脉动减小。
2电流型准PWM控制方式
图1三态DPM电流滞环跟踪控制方式
综合常规PWM单、双极性工作方式的优缺点，并借鉴滞环控制技术，得到改进的电流环控制电路如图2。S3、S4基本上以低频互补，S1、S2以高频互补方式工作。其基本工作原理：
(1)ig正半周，即ig>0时
比较器CMP1输出高电平，S3一直关断。
时钟信号CLK的上升沿将触发器RS1置1，S1、S4导通，S2关断，UAB为＋E，iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E－U0)/L(1)
当iL升至if>ig时RS1翻转，S1关断、S2导通，UAB为0，iL按式(2)变化
M2=diL/dt=－U0/L(2)
若U0>0，则iL下降，至开关周期结束；而若U00，则iL继续上升，此时可能出现三种情况：
①if上升率小于ig，则if相对于ig下降至开关周期结束；
②if上升率略大于ig，开关周期结束时if大于ig而小于ig＋h，则下一个开关周期仍保持该状态(UAB为0）；
③若if升至ig＋h，则CMP3翻转为1、将RS3清零，S4关断，负载通过D2、D3续流，UAB为－E，iL按式(3)下降至开关周期结束。if的峰值不大于ig＋h
M2=diL/dt=－(E＋U0)/L(3)
(2)ig负半周，即ig 比较器CMP1输出低电平，S4一直关断。
时钟信号CLK的上升沿将触发器RS2清0，S2、S3导通，S1关断，UAB为－E，iL按式(3)下降。
当iL降至if时RS2翻转，S2关断、S1导通，UAB为0，iL按式(2)变化：若U0，则iL上升至开关周期结束；而若U0>0，则iL继续下降，此时也可能出现三种情况：
①if下降率小于ig，则if相对于ig上升至开关周期结束；
②if下降率略大于ig，开关周期结束时if小于ig而大于ig－h，则下一个开关周期仍保持该状态(UAB为0)；
③若if降至ig－h，则CMP4翻转为1，RS3清零，S3关断，负载通过D1、D4续流，UAB为＋E，iL按式(1)上升至开关周期结束。|if|的峰值不大于|ig－h|，即|ig|＋h。
可见，这也是一种三态工作方式：iL与U0同相时，逆变器工作在PWM方式，在1状态和0状态(或－1状态和0状态)间转换；二者反相时，滞环才起作用，它使逆变器在1，0和－1三种状态间转换。
图2电流型准PWM
3静态性能的比较
以某逆变器为例，分析和比较上述两种控制方式下的动态和静态性能。电路参数：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；调制频率为f；输出：U0=115VAC、fo=400Hz；额定负载：1kVA电流和电压反馈系数分别为04167和025；电压调节器为PI型：放大倍数Ap=135，时间常数τ1=027ms；
表1为不同负载和不同调制频率下U0与基准电压Ur的静态误差和U0的THD。
表1不同控制方式下的稳态性能的比较
| 1.f=20kHz | 静差（％） | THD（％） | ||
|---|---|---|---|---|
| PWM | 滞环 | PWM | 滞环 | |
| 空载 | 1.02 | 1.02 | 3.8 | 2.8 |
| 阻性满载 | 0.97 | 0.97 | 2.6 | 2.0 |
| 感性满载（cosφ=0.7） | 0.9 | 0.94 | 11.2 | 3.5 |
| 整流性负载 | 1.02 | 1.01 | 3.2 | 3.7 |
| 2.f=30kHz | 静差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滞环 | PWM | 滞环 | |
| 空载 | 1.02 | 1.02 | 0.73 | 0.7 |
| 阻性满载 | 0.98 | 0.98 | 1.1 | 0.77 |
| 感性满载（cosφ=0.7） | 0.94 | 0.95 | 2.0 | 1.4 |
| 整流性负载 | 1.02 | 1.02 | 2.8 | 3.0 |
| 3.f=30kHz | 静差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滞环 | PWM | 滞环 | |
| 空载 | 1.03 | 1.02 | 0.5 | 0.24 |
| 阻性满载 | 0.98 | 0.98 | 0.33 | 0.26 |
| 感性满载（cosφ=0.7） | 0.95 | 0.95 | 0.68 | 0.41 |
| 整流性负载 | 1.02 | 1.03 | 1.9 | 2.2 |
图3起动及突加突降负载动态响应过程
（a）三态DPM电流滞环跟踪控制方式
(b)电流型准PWM控制方式
静差定义为：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon为输出电压额定值。
分析表1及仿真波形(略)，发现：
(1)调制频率f较低时，电流型准PWM波形失真较严重，但其THD随f升高而迅速减小。
(2)功率开关管在电流型PWM方式时的平均开关频率高于滞环方式，这意味着前者的开关损耗较大。
(3)电流型PWM方式下，谐波分量集中在调制频率及其整倍数附近，而电流滞环跟踪控制方式下UAB的谐波比较平均地分布在较宽的范围内，调制频率较低时容易产生较大的噪音。
(4)输出电压静差基本上不受电流跟踪方式、调制频率的影响，而主要取决于电压调节器参数，也受主电路参数影响。
4动态性能的比较
由于开关点的离散性，DPM电流跟踪控制方式在控制电路中引入了一个时间常数为1/f的等效纯滞后环节，对闭环系统的稳定性和动态性能有不利影响。图3为起动及负载变化时两种控制方式下的电感电流iL和输出电压U0仿真波形。可见，PWM方式下的动态性能较好，特别是调制频率较低时，差别更明显。但随着调制频率的提高，滞后时间常数减小，滞环方式的动态性能明显改善，接近于PWM方式。
改变PI电压调节器参数(减小放大倍数或增大积分时间常数)可以改善动态响应的稳定性、减小动态压降，但又将增大静态误差，即重载时的电压降落，延长调节时间。换言之，在达到同样动态性能的前提下，电流型PWM控制方式允许较大的放大倍数或较小的积分时间常数，从而获得更好的静态性能。
5结语
三态DPM电流滞环跟踪控制方式实现简单，开关损耗较低、失真较小。电流型准PWM控制方式可以获得较好的动态性能，特别是系统稳定性及较小的输出电压降落，电路实现比较复杂，它适于调制频率较低或逆变器输出滤波电感L、电容C较小的情况。而调制频率较高时，三态DPM电流滞环跟踪不失为一种简单而性能优良的控制方式。