该参考设计中，buck-boost转换器(以输入电压为参考)从7V至18V直流电源产生驱动4个白光LED (WLED)的350mA电流，设计采用MAX16834电流模式高亮度(HB) LED驱动" title="LED驱动">LED驱动器。
LED驱动器规范
输入电压：7V至18V
输入电压纹波：100mVP-P
LED电流：350mA
LED电流纹波：5% (最大值)
LED正向电压：3.5V (350mA时)
LED数量：4只(最大值)
输出过压保护：17.2V
输入端
VIN、PGND：电源输入
PWMDIM、SGND：PWM调光输入
输出端
LED+：连接LED阳极至LED+
LED-：连接LED阴极至LED-
图2. LED驱动器原理图
元件列表* (材料清单BOM)
该参考设计中，buck-boost转换器(以输入电压为参考)从7V至18V直流电源产生驱动4个白光LED" title="白光LED">白光LED (WLED)的350mA电流，设计采用MAX16834电流模式高亮度(HB) LED驱动器。
LED驱动器规范
输入电压：7V至18V
输入电压纹波：100mVP-P
LED电流：350mA
LED电流纹波：5% (最大值)
LED正向电压：3.5V (350mA时)
LED数量：4只(最大值)
输出过压保护：17.2V
输入端
VIN、PGND：电源输入
PWMDIM、SGND：PWM调光输入
输出端
LED+：连接LED阳极至LED+
LED-：连接LED阴极至LED-
图2. LED驱动器原理图
元件列表* (材料清单BOM)
详细说明
将boost转换器输出负端连接到输入电源正端，构成buck-boost转换器(以输入电压为参考)。
在此设计一款buck-boost转换器(以输入电压为参考)，从7V至18V直流电源产生350mA电流，驱动4个白光LED (WLED) (每个WLED在350mA时的正向压降为3.5V)。MAX16834 HB LED驱动器集成了峰值电流模式控制器，工作于CCM (连续导通模式)，开关频率为495kHz。开关频率通过R15电阻(11kΩ)设置。
输入、输出电压变化时，MAX16834控制电感的峰值电流，保证LED的电流为350mA。检测LED回路的电流检测电阻两端的电压，然后将其在内部放大9.9倍，这样可以减小检测电阻的阻值，从而提高效率。经过放大的电压与R16和R17设定的基准电压进行比较，其差值由一个GM = 500µS的跨导放大器进行放大，输出信号在COMP引脚产生控制电压，此电压设置电流环路的基准，这样，电感电流检测电阻R9两端的电压峰值最终成为此控制电压。
转换器设计
转换器设计参数如下：
输入电压范围：7V至18V
输入电压纹波：100mVP-P
LED正向最大电压：14V (即4 x 3.5V)
LED电流：350mA
LED电流纹波：5% (最大值)
开关频率：455kHz
按照式1计算N2的最大占空比：
其中，VLEDMAX是LED最大电压，VINMIN是最低输入电压，VD是二极管压降，VDS是FET开关导通时的平均压降。
本应用中，DMAX为0.69。
电感(L1)选择
选择电感，需要知道其电感量和峰值电流。峰值电感电流可用式2计算：
其中，ILAVG为平均电感电流，ΔIL为电感电流纹波，表示为平均电感电流的百分比：
允许电流纹波ΔIL为30%，代入已知参数，可以得到：
最小电感量可由式5计算：
其中，fSW为开关频率。考虑到20%的容差，可得LMIN = 17µH，此处选择22µH电感。
开关检流电阻(R9)
正常工作时，开关检流电阻两端的电压最大值不应高于250mV，如果检流电阻的电压达到300mV (典型值)，转换器将关断。R9上的电压决定了开关周期中导通脉冲的宽度，芯片内部提供了前沿屏蔽电路，可防止开关MOSFET提前关断。R9的计算如式6所示：
计算得到：R9 = 0.133Ω，这里R9选择0.15Ω。
斜率补偿电容(C13)
众所周知，在峰值电流模式控制中，CCM boost转换器的占空比超过50%时环路将出现不稳定，需要引入适当的斜率补偿，以消除由谐波分量引起的不稳定性。MAX16834具有内部斜坡发生器，用于斜率补偿。在每个开关周期开始时，斜坡电压复位，然后按外部电容C13设定的速率上升，C13由内部的100µA电流源进行充电，斜坡电压与R9两端的电压内部叠加。C13的计算如式7所示：
其中，VSLOPE为：
从式7和式8可以得到：C13 = 1.57nF，实际选取1.5nF电容。
LED检流电阻(R5)
利用式9计算R5：
在此应用中，取VREFI = 1.94V，得到：R5 = 0.56Ω。
滤波电容
输出电容COUT (C7与C8的并联电容)按式10计算：
其中，ΔVLED为输出电压纹波的最大峰峰值，它取决于最大电流纹波和此电流下LED的动态阻抗。为延长LED使用寿命并保证其色度，LED上的纹波电流应小于其平均电流的5%。本应用中，计算得到COUT为3µF，故电容C7、C8均选用2.2µF/50V。
由式11计算输入电容(C1、C2的并联电容)：
其中，ΔVIN为输入电压纹波的峰峰值。
对于100mV的ΔVIN，CIN为1.9µF，所以选择C1为2.2µF/25V，C2为1.1µF/25V。
反馈补偿
Buck-boost转换器的传递函数在右半平面存在一个零点，可用式12计算：
本应用中，fRHPZ在37.8kHz处，为了提供充分的相位裕量，保持环路稳定，在-20dB/十倍频程时，整个环路增益应在RHP零点频率的1/5之前达到0dB，由此可得截止频率fC为7.56kHz。输出电容和负载等效输出阻抗会产生一个极点：
其中，RO为负载等效阻抗，由下式确定：
从式14可得fP1 = 4.7kHz。
接下来选择补偿元件R10和C12，它们需要在极点频率fP1处产生一个零点，并调整fP1处的环路增益，使之在fC达到0dB。
利用式15计算R10：
从式15可得R10 = 341Ω，此处R10选择301Ω电阻；GM是内部跨导放大器的增益。
相应地，C12可以计算如下：
从式16可得C12 = 0.11µF，此处选用0.1µF电容。
数字PWM调光
MAX16834内部有一个用于PWM调光的MOSFET驱动器，它可以接受1.5V至5V的逻辑高电平PWM信号，信号频率从直流到20kHz，通过改变PWM信号的占空比调节LED亮度。
NDRV驱动器和跨导放大器输出由PWM信号控制，PWM信号为高时，NDRV使能，跨导放大器的输出端连接到COMP引脚；信号为低时，NDRV被禁止，跨导放大器的输出端断开，COMP端连接到PWM比较器反相输入端，该端为CMOS输入，可忽略其从补偿电容C12吸收的漏电流，故C12上电荷将保持，直到PWM变高。一旦信号变为高电平，NDRV将使能，放大器输出又连接到COMP端，从而快速建立稳定的工作状态。
LED开路保护
如果空载或发生LED开路故障，boost转换器将会产生很高的输出电压，该转换器可在发生这种高电压时关闭，电压门限通过R11和R12设定。R11和R12的分压点接到IC的OVP引脚，当该引脚电压达到1.435V (典型值)时，转换器将关闭。本设计中，R11和R12设定的LED开路保护点为输出电压达到17.2V。