摘  要： 研究了一种改进型毫米波开槽波导空间功率分配合成网络。该功率分配/合成结构具有合成效率高且合成效率基本不受合成路数的限制、尺寸小、设计过程灵活和容易散热等特点。在详细阐述了其原理及设计过程的基础上，设计了一个中心频率为38 GHz的Ka频段末端的功率合成器。仿真结果显示此种结构回波损耗小于-12 dB的带宽达2.3 GHz，相对中心频率带宽约为6%，且插入损耗小于0.3 dB，可见具有极低的插入损耗和较低的回波损耗，从而验证了此种结构的可行性。  

    关键词： 毫米波； 开槽波导； 空间功率合成； 波导-微带过渡

    毫米波频段广泛应用于卫星保密通信、导弹精确制导、雷达、电子对抗等方面，提高发射机的输出功率意味着具有更好的通信质量、更大的作用半径、更强的抗干扰能力，所以提高毫米波电路输出功率对系统性能至关重要，但是在现有的技术水平下，单片毫米波功放芯片（MMIC）的输出功率是有限的，一般只能达到瓦级，采用功率合成技术是一种有效的解决问题的方法。功率合成的实现方式可分为电路合成和空间合成。电路合成具有带宽宽的优点，但是工作频率较低，在毫米波频段其合成效率低下，损耗很大，因而不适合在毫米波频段应用；空间功率合成相对带宽较窄(3 dB带宽约5%左右)，但是因为其合成效率基本与固态器件数量无关，更适合多器件的大功率输出，并且具有容易散热、外形小等优点,因而得到国内外学者的关注，在微波、毫米波频段提出了一些实现的方式。空间功率合成技术由ALEXANIAN A和YORK R A于1997年提出^[1]。此后，以YORK R A教授为代表的学者相继提出了规则矩形波导、扩展尺寸矩形波导和扩展同轴线内空间功率合成等形式，并在X波段和K波段研制并实现基于该类结构形式的空间功率合成系统^[2-3]；1999年BASHIRULLAH R和MORTAZAWI A提出了开槽波导空间功率合成器^[4-5]，在10 GHz时8路的合成效率为88%，3 dB带宽为5%。但是在毫米波频段的实现方式报道的不多，国内在这方面的研究还处于初级阶段。 

    毫米波系统的成功应用很大程度上取决于系统功率的大小，功率分配合成网络是实现功率输出的关键部件，本文在参考文献[4]、[5]基础上，对此种开槽波导空间功率合成方法进行了改进，把其工作频带拓展到Ka频段末端，设计了一个中心频率为38 GHz的6路功率合成器，其具有较宽的带宽、极低的插入损耗和较低的回波损耗等特点。 

1 原理与结构 

    开槽波导空间功率合成器结构如图1所示。其原理是信号从波导口输入，利用在输入波导宽边上开完全相同的缝隙耦合能量到铺设在波导上壁的微带线中实现波导-微带过渡，用6路此类结构构成功率分配网络；耦合出来的信号采用MMIC放大；根据微波无源网络互易定理，功率分配网络反过来可用作功率合成网络，各MMIC输出端接上反对称放置的功率分配网络，从而实现功率的合成输出。在输入和输出的另一面用短路活塞实现短路壁。该结构较好地解决了空间功率合成时在有限空间内如何放置多器件的一大难题，因为此结构的合成效率基本与合成路数即固态器件数量无关，当需要更大的功率输出时，增加合成路数即可。 

2 电路设计与参数选择准则 

    开槽波导功率合成器设计可以采用基于电磁场有限元方法的三维电磁仿真软件HFSS进行全波仿真，但是非常耗机时，给设计带来困难，一个更好的办法是对其进行分布式参数等效^[5-6]，如图2所示。 

    波导宽边上的缝隙用传输线的支路部分来代替。第K个波导-微带过渡单元所带来的不连续性用电导G_K和电纳B_K来等效。L_K(K=2，3，…，N)为第K个缝隙中心和第(K+1)个缝隙中心的距离。Y0是波导TE₁₀模式的特性导纳。假设相邻单元的耦合是可以忽略的，则从波导口向里看去每一节波导部分的导纳是^[6]： 

    首先设计每个波导——微带过渡单元，然后级连起来就构成了整个分配/合成网络的结构。空间功率合成的另一大难题是在尽可能大的带宽内分/合成时信号幅度、相位的一致性，以及各路之间有足够的隔离度。故设计的关键在于波导宽边上缝隙尺寸、缝隙到波导中心的距离、短路壁距最后一路缝隙中心的距离、每相邻单元的间距的设计以及波导-微带转换处的阻抗匹配。 

    波导宽边上缝隙尺寸的选择：按照波导缝隙天线的理论，在特定频率下，缝隙的长度为谐振长度时，阻抗的虚部消失，表现为纯电导，假设每个单元的缝隙长度一样，此时有：    

    G₁=G₂=…=G_K=…=G_N 

则信号输入波导口的导纳为： 

    缝隙谐振长度的选择先通过粗略的计算，确定一个初值，再通过Ansoft HFSS仿真、优化，当波导口的导纳符合im(Y)=0时,长度就是中心频率的谐振长度。由于毫米波频段末端色散严重，以及在缝隙上面铺上微带板，影响了电磁场的分布，高次模复杂，因此由公式计算出来的初值有可能与软件仿真出来的值差异较大，需要反复仿真得到。缝隙的宽度对性能影响相对较小，一般选择原则是能够抵挡缝边之间的最大电压击穿强度的冲击以及兼顾机械加工的难度。 

    缝隙到波导中心的距离的选择：当能量在波导中行波传播时，各路耦合系数分别为：1/(N+1-k),k=1,2,…,N。当能量在波导中驻波传播时，各路耦合系数分别为：1/N。每路波导-微带过渡的耦合系数大小可以通过调节缝隙到波导中心的距离加以实现。调节过程中要兼顾每路信号幅度的平衡度。 

    短路壁距最后一路缝隙中心的距离的确定：当开槽波导功率合成器工作在驻波方式时，短路壁对性能的影响相当敏感，此处选择的距离大约为3/4波导波长(3λ_g/4)，工程中实际长度需优化得到。在距最后一路缝隙中心为3λ_g/4处设置短路壁的原因是，当某一相位的电磁波向短路面传播，经历3/4波导波长，在短路壁处全反射，再经过3/4波导波长，再次回到最后一路缝隙中心处时与原来同相，同相场相互叠加获得更强的场，使得作为接收天线的微带线在电场强的地方可以得到更好的耦合效果。 

    每相邻单元间距的确定：由于铺设在缝隙上面的微带线的不连续性，微带探针很容易引起振荡；此外相邻单元要获得足够的隔离度；还要考虑MMIC放置的问题，合理地设置每相邻单元的间距至关重要。经理论分析发现，如果距离落在nλ_g/4(n取奇数，频率在30 GHz～40 GHz范围内)，则必然在32 GHz～38 GHz范围内出现振荡，使得幅度有较大不一致，工程上一般取半个波导波长的整数倍，设计过程中折中考虑，用软件优化取得一个最优值。 

    波导-微带转换处的阻抗匹配：标准BJ320波导等效阻抗大约为500 Ω，比标准微带线特征阻抗50 Ω高很多。利用减高波导(7.112 mm×1.778 mm)是一种有效的方法^[6-7]，但是不便与外部部件连接。本文对此做了改进，采用标准BJ320波导(7.112 mm×3.556 mm)，把铺设在缝隙上面的微带线特征阻抗设为75 Ω，再通过一个过渡匹配至50 Ω，较好地解决了匹配问题又方便与外部部件连接。75 Ω微带线开路端距缝隙中心距离为1/4微带波长（λ_w/4），使得缝隙的中心处于微带线的射频短路点，缝隙辐射出的能量能够最有效地激励起微带中的场，更好地实现阻抗匹配。 

    顶盖尺寸的确定：为了取得更好的回波损耗、更好的隔离度，本文在参考文献[4]、[5]的基础上做了改进，在每路MMIC周围加上一个金属顶盖，盖子两端距离缝隙中心λ_g/4，这样从缝隙辐射出来的信号和从盖子两端发射回来的信号在缝隙中心处同相叠加，加强微带线的耦合作用，且信号不会辐射到空气中损耗掉。此外，这种结构在调试某一路时不会影响到相邻的单元，方便调试。仿真发现盖子的高度对性能的影响不大，可适当选取。 

3 无源网络设计及仿真结果 

    采用标准BJ320波导，微带板基片选用易于加工和低损耗的Rogers公司生产的介电常数相对较小的RT Duroid5880基片(ε_r=2.2,厚度0.254 mm)。 

    根据以上设计原理，设计了一个38 GHz的6路开槽波导空间功率合成器，其中缝隙的尺寸为：5 mm×1.5 mm，距离波导中心的距离为3.1 mm；微带板距波导上表面为1mm，50 Ω微带线宽度为0.774 mm；短路壁距最后一路缝隙中心为0.77λ_g。设计过程中，先对各参数进行敏感性分析，粗略计算各参数的初值，然后用HFSS软件仿真、优化。功率分配器第一至第六路输出口分别定义为端口2、3、…、7，其仿真结果如图3至图6所示。 

    从图3可以看出在36.5 GHz～39.5 GHz的范围内，输入端的回波损耗小于-15 dB的带宽达1 GHz，各路耦合系数为-7.8左右，幅度不平衡度小于0.3 dB，取得了较好的幅度一致性。从图4、图5和图6可以看出在36.5 GHz～39.5 GHz的范围内，相位一致性较好，隔离度基本达到-15 dB以下（除第一路和第二路之间的隔离度外）。 

    把功率分配器连接成为功率合成器有两种方式：对称放置和反对称放置。其中反对称放置对信号的相位有一定的补偿，有利于相位的一致性，功放的合成效率更高，插损更小。此功率合成器仿真结果如图7所示。 

    从图7可见，整个合成网络回波损耗小于-12 dB的带宽达2.3 GHz，插入损耗小于0.3 dB。由于开槽波导空间功率合成结构是基于谐振方式，其相对带宽较窄，一般只能达到5%左右。本文设计的空间功率合成器相对带宽约为6%，带宽有所拓展。 

    最后进行公差分析，对最敏感的尺寸参数在公差(±0.05 mm)范围内仿真发现，此网络各性能指标偏差不大，说明此结构具有较好的稳健性。 

    本文提出了一种改进型的适用于毫米波频段的开槽波导空间功率分配合成网络，详细阐述了其原理及设计过程，并在中心频率为38 GHz的Ka频段末端设计了此种结构的网络。仿真结果显示，此种结构具有极低的插入损耗和较低的回波损耗，相对带宽也有所增大，此外，还具有散热容易、尺寸小等优点。结果显示此改进型的结构相对参考文献[4]、[5]来说，能工作在更高的频段，插损更小，且带宽也有所增大，说明了此结构的可行性，是一种较有竞争力的空间功率合成方式。 

参考文献 

[1] ALEXANIAN A, YORK R A. Broadband spatially combined amplifier array using tapered slot transitions in waveguide[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 1997,7(2):42-44. 

[2] CHENG N S, DAO T P, CASE M G, et al. A 120-watt X-band spatially combined solid state amplifier[J]. IEEE

Trans. Mircow. Theory Tech., 1999,47(12):2557-2561.  

[3] CHENG N S, ALEXANIAN A, CASE M G, et al. 40 watt CW broadband spatial power combiner using dense finline arrays[J]. IEEE Trans. Mircow. Theory Tech., 1999,47:1070-1076. 

[4] BASHIRULLAH R, MORTAZAWI A. A slotted waveguide quasi-optical power amplifier.Microwave Symposium Digest[J]. IEEE MTT-S International,1999:671-674. 

[5] BASHIRULLAH R, MORTAZAWI A. A slotted-waveguide     power amplifier for spatial power-combining applications[J].IEEE Trans. Mircow. Theory Tech., 2000,48(7):1142-1147. 

[6] JIANG X, LIU L, ORTIZ S C, et al. A ka-band power amplifier based on a low-profile slotted-waveguide power combining /dividing circuit[J]. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 2003,51(1):144-147. 

[7] JIANG X, ORTIZ S C, MORTAZAWI A. A ka-band power amplifier based on the traveling-wave power-dividing/combining slotted-waveguide circuit[J]. IEEE Trans.Mircow.Theory Tech., 2004, 52(2):633-639.