摘 要： 探讨了内建高压启动电路、待机时的极端脉冲降频模式（Deep Burst Mode）、极低的操作电流以及高压组件泄放X电容(Ax-CAPTM)等创新技术，藉以节省泄放电阻的功耗。该电源设计方案具有低成本、省电和高效率的特点。
关键词： 待机损耗；反激式转换器；能源之星
美国能源之星(ENERGY STAR)从2009年1月起针对无载的电源消耗订定了严格的规范。然而以能源之星的标准来约束产品并不能让客户满意。因为苹果、惠普和戴尔等世界性大企业为响应环保议题，积极提出更严苛的规范，所以飞兆半导体将无载损耗门槛提高至30 mW。
以图1所示的典型返驰式转换器为例分析电源转换器在无载下的损失。无载情况下，电源转换器的主要损耗(不含变压器损耗)包括了切换损(Switching Loss)以及由控制电路组件所造成的损耗。这些主要的无载或极轻载损耗可按图1所示划分为A、B、C三个区域进行讨论，并应用飞兆半导体的创新技术来降低无载或待机功耗。
A区域损耗改善
A区域包含消除电磁干扰的X电容器与并联在旁的安规泄放电阻。组件的选用必须符合安规等式(1)的要求，其中安规规定放电时间须小于1 s；并联接线方式中安规电阻上会有基本的功耗且与输入电源的平方成正比，这个功耗由式(2)计算可得。例如当输入电源为264 V且泄放电阻为2 MΩ时，A区域的损耗将达到35 mW，损耗量非常可观。
FAN6756器件采用创新的高压组件对 X电容放电技术(Ax-CAPTM)，应用这一控制器的系统将无需使用泄放电阻即可通过安规认证。
图2中，无载或极轻载情况下拔去输入电源插头时，交流电压(VAC)会保持在一个近似水平的电压跨在X电容器两端，FAN6756通过HV脚的取样逻辑去得知VAC的电压变化，这个逻辑电路内部设置有一个比较电压(VThreshold)以检测VAC电压值是否始终低于这个比较电压(VThreshold)并且持续一个固定的判断时间内，如果确认此时为拔插头的状况， FAN6756将关闭Gate信号将VDD的电容放电至VDD_OFF，并触发 UVLO的保护，高压组件将再次重新启动。通过启动电流来达到对X电容放电的目的，这一功能只在无载或极轻载条件下有效，而取样逻辑的判断时间约为40 ms。
从图3可得知HV脚功能包括高压启动、输入电压取样电路和X电容放电机制。M1开关是连接高压和VDD之间的桥梁，由UVLO控制。M1开关和R2路径用来实现高压启动功能， M3开关通过一个频率信号控制来进行输入电压取样控制，R2和R1分压成一个电压位准(VINAC)到比较器的反相输入端；VINAC是用来侦测输入电源的峰值；VREF是用来作为放电判断之参考电压。假如VINAC总是高于 VREF，M2开关将被打开，VDD电位将被放电到VDD_OFF，使得UVLO保护触发，UVLO保护将打开 M1开关并关闭M2开关，HV脚将从X电容汲取所需之启动电流对VDD的电容重新充电，从而实现放电功能。
B区域损耗改善
B区域损耗改善致力的目标是降低功率晶体管和IC的功耗。功率晶体管主要功耗因子有VDD电压、Burst的时间长短和切换频率(FSW)，如式(3)所示。在一般操作模式中(非保护模式)，FAN6756使用创新技术产生极低的UVLO电压(约为6.5 V)，辅助绕组电压设定将可大幅降低；其次降低在无载或极轻载时的工作频率与脉冲频率(fBurst)使FAN6756进入极端脉冲降频模式(Deep burst mode)，一方面可以拉开门极(GATE)与门极(GATE)之间的距离进而降低切换损失，另一方面在门极(GATE)无输出的情况下让IC的操作电流(IOP_Gate-off)降低以降低，如式(4)所示的IC静态损失。图4为于高压无载下的实际量测波形，辅助绕组电压平均值大约为12 V而门极(GATE)与门极(GATE)之间的距离大约为1.12 s。此种方法可以降低B区域中功率晶体管和PWM IC的功耗。图5定义出式(3)与式(4)中的相关参数。
C区域损耗改善
FAN6756的回授电压脚(FB)通过TL431与光耦合器获得次级端的输出电压信息，以此信号决定闸极的责任周期。如图6所示，流经光耦合二极管的顺向偏压电流(IF)经过电流转换比(CTR)后将能够控制初级端的回授电流(IC)。
在无负载条件下反馈电流(IC)将呈现最大值，因为此情况下会有最高的输出电压，进而在次级端引起最大的顺向偏置电流，如果想减少反馈环路(C区)的无载功率损耗，势必需从PWM IC本身来消减此功耗。
图7所示为光耦合器(PC-817)的电压-电流曲线，如果可以把反馈电流(IC)降至0.5 mA或更低，则光耦合器(PC-817)被迫工作在非线性区域，甚至进入“死区”。依上述原理,FAN6756 在无载情况下通过飞兆半导体的专利技术降低反馈电流(IC)的大小使光耦合器几乎工作于非线性区，进而降低反馈环路的功耗。
无载情况下，FAN6756 切换其内部的回授阻抗(ZFB)，欲缩小反馈电流(IC)势必要将回授阻抗(ZFB)切换到大阻抗值，使光耦合器(PC-817)进入到非线性区，此方法亦可迟缓电压反馈响应，进而增加门极脉冲时间(tBurst)；间接降低B区域的功率晶体管功耗，式(5)为光耦合器于次级端的功耗表示式。
PPC_Loss=IF×VF(5)
从图8所示的逻辑电路图中可得知如何去切换反馈阻抗(ZFB)。无载条件下，回授电压值将与内部的VREF1和VREF2作比较。若反馈电压小于VREF1，逻辑电路将会关闭门极并将反馈阻抗(ZFB)切换至高阻抗值；反之当反馈电压大于VREF2时，逻辑电路将反馈阻抗(ZFB)切回低阻抗值并使门极继续输出，以使光耦合器在门极输出时工作于正常运行区域。
FAN6756与FAN6754无载损耗计算实例
将飞兆半导体不同时期的两款PWM IC—FAN6756 和FAN6754置于相同的测试板上(其额定输出电压/电流规格为19 V/3.42 A)，测试波形如图9所示。测量无载时和230 V电压输入无线时的相关参数值，根据这些实测参数计算无载损耗，未引入飞兆半导体创新节电技术的FAN6754所测得的无载损耗为73 mW。而应用了节能技术的FAN6756相同条件下无线损耗仅为30 mW，较之FAN6754有明显改善。