早期的非周期性开关电源当作家用电器的电源以来都选择它激式的电路结构，整个控制过程是振荡状态与抑制状态之间的耗时之比，故称其为自激式反激变换器，即RCC(Ringing Choke Converter)电路[1]。RCC电路始终处于临界模式的工作状态，由于自身变压器的工作特点，导致其工作频率与输出的电流和输入的电压密切相关[2-3]。由于输入电压会改变电路的占空比及开关管的耐压要求高，故轻载时易产生间歇振荡、干扰等缺陷，这些细节在设计和调试时都必须留意[4-7]。尽管RCC电路拥有一些缺点，但是RCC电路的优势很明显：电路结构简单；大多与驱动相关的困难(譬如驱动波形的处理、变压器饱和的处理等)在RCC电路中可以得到较好的解决；输出高频的杂音也会变小[8-10]；整个RCC电路的效率较高。改进后的RCC变换器可消除交叉导通与变压器饱和等问题，且在直流电压127 V~396 V的范围内正常工作，可提供250 W以上的较高功率，RCC电路的性价比被大大提升[11-12]。如今RCC电路优越特性已备受大众喜爱，因此高性能的电源设备大都使用RCC电路，如低压小功率模块电源、家用电器、手机充电宝等[13-15]。

　　1 RCC电路介绍

　　下面主要说明RCC电路的工作原理、输出电压的稳定环节和重要参数的分析与计算。

　　1.1 电路工作原理

　　在输出的电压保持一定电压时，比较器将会输出高电平，振荡器停止输出脉冲，开关管将会截止；在输出的电压减小后，比较器将会输出低电平，振荡器继续输出脉冲，开关管将会导通。自非周期性开关电源作为家用电器电源以来，普遍采用了自激振荡结构来简化之前繁琐的电路。整个控制过程是振荡状态与抑制状态之间的耗时之比，故称其为自激式反激变换器。图1是实际生活中应用最广泛的RCC工作原理图。

　　为方便分析RCC电路，特做如下假设：

　　(1)不计变压器漏感电流对电路主管Tr1的Vce的影响；(2)不计输出滤波电感对电路的影响；(3)电容C2的分压在稳态时恒定；(4)电阻Rg稳态时忽略不计。

　　1.1.1 RCC电路的起动

　　电源Vin接通之后，电流ig经电阻Rg注入电路主管Tr1基极。当达到并超过Tr1的阈值电压时，Tr1开始导通，这里的电流ig称为起动电流，电阻Rg称为起动电阻。

　　1.1.2 开关管Tr1处于ON状态

　　当Tr1处于ON状态时，Vce非常小，可忽略不计。由图1可知Vb与主管导通的极性一致，所以主管Tr1在Vb的作用下维持导通状态。令主管Tr1基极与发射极之间的压降为Vbe1，二极管D2的正向压降是Vf2。初级绕组Np的压降为Vin，绕组Nb的分压Vb如式(1)，基极电流Ib如式(2)：

　　可见，基极电流Ib是连续而又稳定的电流。然而，晶体管Tr1的集电极电流Ic是单调递增函数，当其增至一定值时，假设经过了Ton的时间，基极电流Ib会出现不足以维持继续增长的情况。进而使晶体管Tr1由饱和区进入不饱和区，此时Vce将会增大，即分得一部分Vin，显然初级绕组Np所分得的电压将会减少。由式(2)可知，Vb也会随之减小，那么基极电流Ib会更显不足，主管Tr1会迅速进入OFF状态。

　　1.1.3 开关管Tr1处于OFF状态

　　在开关管Tr1由ON状态转变为OFF状态的同时，变压器的磁通量会发生改变。而磁通量的改变，导致变压器次级绕组感应电动势反向，D4导通，产生电流i2，向负载提供功率。一段时间之后，令其为Toff，变压器所储存的能量会释放完全，电流i2降为0。然而变压器原边线圈还存有少许能量，这部分能量驱动线圈Nb产生正向感应电压，主管Tr1启动进入ON状态，晶体管完成一次开关动作。

　　1.2 输出电压稳定环节

　　1.2.1 变压器的工作频率

　　RCC电路的稳压器实质上是利用次级绕组在OFF状态时产生的反向电动势来驱动负载。变压器储能的单位时间的释放量与输出功率关系如式(3)，式中：Lp为初级绕组的电感，f为变压器的工作频率。

　　1.2.2 稳压二极管的目的

　　RCC电路稳压基本原理如图2所示。

　　由上分析，晶体管Tr1由ON状态转变为OFF状态的主要原因是集电极电流Ic是单调递增函数，当其增至一定值时，基极电流Ib会出现不足以维持继续增长的情况。在稳压二极管Dz、主管Tr1的基极—发射极、电容C2组成的回路中，利用KVL定律得式(4)：

　　Vz=Vc+Vbe2(4)

　　式中Vbe2为此时主管Tr1的基极—发射极的压降。由式(4)知在Dz导通时，完成对驱动电流Id的引流，保证了晶体管的OFF状态。

　　1.2.3 输出电压的精度调节

　　由变压器的特性易得，图1中绕组Nb的电压值Vb与输出绕组NS的电压值Vs如式(5)：

　　Vb=Vc+Vf3，Vs=Vo+Vf4(5)

　　当Vbe2、Vf3、Vf4的值较小，可以忽略不计，由式(4)和式(5)得式(6)：

　　式(6)表明，输出电压Vo与稳压二极管的导通电压Vz成正比，即输出电压与稳压二极管的精度一致。

　　1.3 两个重要参数的分析与计算

　　1.3.1 振荡占空比D的分析与计算

　　在对RCC电路的占空比D分析之前，对图1变压器部分电路进行必要的近似与简化后如图3所示。

　　分析图3得知电流i1随着时间t的增加而增加，在t=Ton时，初、次级线圈的最大电流值i1p和i2p为：

　　进一步可以得到次级电路的电流瞬时值i2，当t=Toff时，变压器储能释放完全，如式(9)和式(10)：

　　1.3.2 振荡频率的分析与计算

　　按照振荡频率f的定义，由式(6)、式(10)得：

　　次级绕组包括Ns和为晶体管Tr1的基极提供驱动电流的绕组Nb，Nb的存在直接影响了式(6)的合理性。通过对上述分析过程再做一个定性的校正：首先绕组Nb的存在将会分得变压器的部分储能，次级电路电流的最大值i2p将会减小；其次i2p减小，即式(6)的比值将会减小，凡依此值为基础的计算结果都将做出微调，即i2会减小，Toff会减小，占空比D会增大，振荡频率f会增大。

　　2 RCC电路基极驱动的分析与改进

　　2.1 RCC电路基极驱动

　　RCC电路的绕组Nb为晶体管Tr1的基极提供驱动电流Id，流过基极电阻Rb，此时必然会产生损耗[6]。绕组Nb的电压Vb与输入电压Vin呈正比，驱动电流Id也相应增大，基极驱动的损耗将会急剧增大。同时，驱动电流Id的增大，也会导致稳压电路的分流增大，易引起电路的间歇振荡，进而产生异常的噪音。

　　2.2 RCC电路基极驱动恒流部分设计

　　基极驱动之所以会出现上述的问题，根本原因在于驱动电流Id会随着输入电压Vin的增大而增大。一旦获得恒流驱动，即驱动电流Id恒定，即可解决上述问题。对基极驱动进行改进如图4所示。在恒流源起作用时，Dz1此时并未导通，因为它是在主管Tr1处于OFF状态起作用。此时稳压管Dz2、基极电阻Rb、主管Tr1的基极-发射极、二极管构成了回路。当Ib随着Vin的增大而增大时，基极电阻Rb的压降VRb将会增大，致使稳压管Dz2导通， 将Tr2进行箝位，从而形成恒流驱动。这样就解决了基极电阻Rb损耗问题以及间歇振荡问题。

　　3 RCC电路的设计方法

　　RCC电路设计主要涉及功率、主电路、控制电路等的设计。下面结合如图5所示的例子进行简要说明。

　　主要技术参数：(1)输入电压AC：150 V～250 V，频率50 kHz；(2)输出电压5 V，输出电流0.3 A；(3)稳压精度：10%；(4)工作效率>75%。计算时取输入电压的最小值150 V、输出电流的最高值，则振荡频率f=50 kHz，占空比取0.4。

　　3.1 变压器的电感与匝数

　　由理论分析可知，流经绕组Np的电流i1(Ic)为三角波，若取工作效率η=75%，则输入电流的平均值i1(ave)与i1的最大值i1p如式(14)，由变压器的伏秒平衡原则[7]，得出式(15)，同时变压器主要参数易于计算。

　　Po=1.5 W，i1p=0.067 A，T=2×10-5 s，Ton=T×D=8×10-6 s，Lp=17.9 mH，Vs=5.7 V。

　　根据实际应用的经验，取Ns=4，则Np=71。若令Nb最小驱动电压Vb=6 V，可得出Nb=3。

　　3.2 RCC稳压电路的计算

　　主管Tr1处于OFF状态的情况下，稳压电路支路开始工作，此时由变压器匝数比易得绕组Nb的电压Vb=4.28 V。在图2中由稳压管Dz、主管Tr1的基极-发射极、电阻R2、电容C5组成的回路中，忽略电阻R2，可得稳压管Dz的电压Vz=Vbe+VC5=4.28 V。

　　4 结论

　　本文通过对RCC电路的工作原理及其基极驱动部分进行分析与说明，在作了近似与简化前提下，具体分析和计算了变压器工作效率、连接稳压二极管目的及其如何工作、输出电压的精度及其与稳压二极管的精度如何构成联系；在RCC电路选取了振荡占空比、振荡频率等参数的分析和计算；提出了基极驱动的恒流设计的解决办法；对输出为5 V/0.3 A的RCC电路进行了实例分析与计算，并对一种新型RCC电路的充电器进行了简要的结构分析，得出RCC电路具有成本低廉、性能优越、效率高效等优点。通过一系列的研究与改进，新型RCC电路的优势能得到大幅度的提高，应用领域将会得以扩大。

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