文献标识码： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2015.10.035
中文引用格式： 臧鹏，洪峰，辛张楠，等. LCL滤波器型双Buck并网逆变器[J].电子技术应用，2015，41(10)：129-132.
英文引用格式： Zang Peng，Hong Feng，Xin Zhangnan，et al. Dual buck inverter photovoltaic grid with LCL filter[J].Application of Electronic Technique，2015，41(10)：129-132.
0 引言
双Buck逆变器是针对航空电源和新能源发电等对电源可靠性和效率要求高的场合提出的一类逆变器拓扑。双Buck逆变器无桥臂直通和开关管寄生二极管反向恢复问题，开关损耗低。但双Buck逆变器需要两个独立滤波电感，磁件体积、重量均较大。
在抑制高频谐波的同时又减小电感体积与重量是双Buck逆变器研究的一个方向。文献[1-2]改进双Buck逆变器的控制方法，消除了固有的电流过零畸变，实现较小的电流纹波。但电路组成复杂，电感数量多、体积大，稳定性差。文献[3]在双Buck逆变器中引入磁集成技术，有效地减小了磁件体积和重量。但磁集成技术有环流，破坏双Buck的半周期模态，降低电路效率。文献[4]使用LLC对双Buck逆变器滤波，电感量与电感体积均减小，但电路有两个分压电容，器件的电压应力大，系统稳定性差。
本文提出用LCL滤波器对双Buck并网逆变器滤波。LCL 滤波器对高频谐波电流有很大的衰减作用，而且同样的谐波抑制效果，所需电感量较L、LC滤波器更小，电感体积与重量减小。尤其对双Buck并网逆变器，整个工作周期需要两个独立滤波电感的拓扑。这一设计既保证电路高频谐波滤波特性好、输出纹波小，又减小磁件体积和重量。本文结合LCL滤波器型双Buck并网逆变器的研究，分析了LCL滤波器的参数及系统稳定性。
1 LCL滤波器型双Buck并网逆变器原理简介
图1是LC滤波器型双Buck并网逆变器的电路拓扑。图中，将滤波电容Cs接在电网两端。A、C间电压为UAC，B、C间电压为UBC。输出电压正极性半周，开关管S1斩波，二极管D1续流，逆变器输出电平UAC为+Udc或-Udc，UBC与电网电压一致。输出电压负极性半周与正极性半周工作过程对称。UAC和UBC分别经过LC滤波后输出一个完整的正弦波给电网。这种滤波方式结构简单，但双Buck电路有两个桥臂并联工作，需两个电感，电感体积大，成本高。因此本文提出用LCL滤波器代替传统的LC滤波器对双Buck并网逆变器进行滤波以保证在同样输出电流纹波的情况下，减小电感量、磁件体积。
对图1中Buck全桥逆变器修改如下：输出负载处串电感L3且电容Cs与L3、电网并联。如图2。
电路工作分4模态，如图3示。
(1)工作模态1：如图3(a)所示，输出电流Io>0，电感电流IL1>0，电感电流IL2=0，功率开关管S2截止，S1导通，IL1的数值线性上升，变换器输出UAC为+Udc。
(2)工作模态2：如图3(b)所示，Io>0，IL1>0，IL2=0，S2截止，S1关断，IL1从功率二极管D1续流，线性下降，变换器输出UAC=-Udc。
(3)工作模态3：如图3(c)所示，Io<0，IL1=0，IL2>0，IL3<0，S1截止，S2导通，IL2线性上升，变换器输出UBC=-Udc。
(4)工作模态4：如图3(d)所示，Io<0，IL1=0，IL2>0，S1截止，S2关断，IL2从二极管D2续流，线性下降，变换器输出UBC=+Udc。
2 LCL滤波器型双Buck并网逆变器的分析
2.1 LCL电容参数选取
滤波电容Cs对逆变器低频波呈高阻抗，对高频波呈低阻抗，增大滤波电容可加强高频谐波衰减。但Cs增大导致无功功率增加，电路效率降低。一般取Cs无功功率Pc与电路额定功率P的百分比作为选取滤波电容标准，如式(1)：
2.2 LCL滤波器电感参数选取与分析
双Buck并网逆变器由两个Buck桥臂电路并联组成，各工作半周，过程对称，将两路Buck等效为一路分析。本文逆变器输出电压等效为基波与高频谐波电压之和，二者均为正弦波形式。高频电路等效示意图如图4，Uhi是高频源，Ih1、Ih3、Ihc分别是逆变器侧输出电流、负载电流和电容电流的高频分量。LCL滤波器中总电感量为L，a是LCL电感取值比例系数，0<a<1。
根据图4有逆变器侧输出电压与负载电流的关系式为：
式(2)、式(3)可分别求得逆变器侧输出的高频电压到网测输出的高频电流的开环传递函数为：
当G0(S)=0时，高频谐波会在进入电网前全部被滤除，所以此时的角频率为LCL滤波器所需的谐振角频率，如下式：
通常为避免在低频和高频处产生谐振，则应使谐振角频率满足：
![%6Y]Q_}(NAF$X~EN$FEK$NB.png](http://files.chinaaet.com/images/2015/11/24/6358398909058200007883408.png "%6Y]Q_}(NAF$X~EN$FEK$NB.png")
在滤波器对高频谐波有同样抑制比时，由式(10)知LCL滤波器总电感值L取LC滤波器电感值的1/3即可。对于LC滤波器，满载1 000 W时，电流纹波取小于平均电流的0.2[6]，得到电感取1.16 mH，LCL的电感量取387 μH即可。
L1和L3的比例关系在L和Cs一定时，对谐振角频率会有影响，为避免在靠近低频和高频处发生谐振，在高频等效电路不考虑阻抗的情况下，参照式(8)选取L1/L=0.7或0.3，此时ωr=55K(rad/s)满足式(8)。纹波电流会增加功率模块的损耗与温升，降低功率器件使用寿命，所以一般要求逆变器侧电流的纹波含量要小。因此本实验中，取L1/L=0.7。所以L1=270 μH，L2=117 μH。
2.3 电路系统分析
双Buck并网逆变器闭环系统框图如图5所示。
Kp、Ki分别是电流环的比例积分系数。Ki是逆变器输出总电流的采样比例系数，Ir是电压环的基准。Ug是电网电压，传递函数G1根据等效电路图4和方程组：
为便于分析，得系统线性化等效框图6。
KPWM是系统线性化后的等效比例系数，Io=Ig=I3。根据图6得到经反馈校正后的输出电流Ig和基准电流Ir的开环传递函数如下：
其中，Z是电网等效阻抗。
根据传递函数绘制幅频特性曲线如图7，滤波器的截止频率55K(rad/s)，在开关频率188K(rad/s)的1/3处。相频特性曲线中，相位裕度在40°，系统稳态性良好。
3 实验结果
LCL型双Buck并网逆变器原理样机主要参数如下：输出滤波电容Cs=4 μF，输出滤波电感L1=L2=270 μH，L3=117 μH，磁芯选取L1、L2为EE40，L3为单EE28，磁芯总体积Ve=29 400 mm3。为分析比较，LC型双Buck并网逆变器的器件选型同上台样机一致，只有输出滤波电感L1=L2=1.2 mH，磁芯选取均为双EE55磁芯，磁芯总体积Ve=139 600 mm3。双Buck并网逆变器用LCL滤波器的电感感值是L滤波器的1/3，电感体积是1/4。
图8为使用LCL滤波器的关键波形：电网电压Ug、逆变器侧输出电流IL、高频开关驱动信号Drv1、输出电流Io。图9为LC型双Buck并网逆变器的关键波形。如图8、9所示，LCL型双Buck并网逆变器在电感量和电感体积均小于LC型的情况下，二者的输出电压、电流波形基本一致。
4 结论
本文提出一种LCL型双Buck并网逆变器，分析了电路工作过程及其稳定性，并设计了LCL参数。本文提出的拓扑特点如下：继承双Buck变换器本身输出谐波含量小，无桥臂直通等优点。电感感值减小，提高系统效率。
参考文献
[1] GUDEY S K，GUPTA R.Sliding mode control of dual-buckfull-bridge inverter[C].Power Electronics(IICPE)，2012 IEEE5th India International Conference on.IEEE，2012：1-6.
[2] SUN P，LIU C，LAI J S，et al.Cascade dual buck inverter with phase-shift control[J].Power Electronics，IEEE Transactions on，2012，27(4)：2067-2077.
[3] 洪峰，单任仲，王慧贞，等.一种新型的磁集成双Buck逆变器[J].电工技术学报，2007，22(6)：76-81.
[4] LINDGREN M，SVENSSON J.Connecting fast switching vlotage-source converters to the grid-harmonic distortion and its reduction[C].IEEE Strock Power Tech Conference，Stockholm：Proceedings of Power Electronics，1995：191-195.
[5] 胡金高.有源滤波器中LCL滤波参数选择和匹配[J].福州大学学报：自然科学版，2013(6)：1009-1015.
[6] 洪峰，万运强，赵鑫，等.一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器[J].中国电机工程学报，2014(34)：1-8.