0 引言

    电气隔离直直变换器中，正激式变换电路功率大，可靠度高，但其变压器需要磁芯复位，并且多了一个续流二极管，使电路的器件多，增大成本；反激式变换电路结构简单，成本较低，但其峰值电流较大，输出电压纹波大。所以，正反激组合变换器应运而生，相继出现了零电压转换正反激直直变换器、有源箝位正反激变换器等，但其都对电压和功率等级有限制，适合中小功率的场合。

    随着人们对电力电子装置的电压等级和功率等级的要求不断提高，三电平变换器应运而生，从而降低了开关器件的电压等级。文献[2]给出了改进的三电平直直变换器，在变压器原边增加一对电感，减小电路占空比丢失，提高了效率，然而电路的功率密度较小。文献[3]提出了新的三电平拓扑，增加了两个开关管，减小了输出滤波电感，但电路较复杂，成本过高。

    本文将三电平技术与正反激电路结合起来，组成三电平正反激直直变换器。由于正反激的结合，省去了较大的滤波电感，提高了变换器的功率密度。同时利用磁集成技术，将四个绕组集成在同一磁芯上，构成一个同时具有正激和反激作用的变压器，有效地提高了变压器磁芯利用率，增大了电路效率。

1 工作原理

    图1示出三电平正反激直直变换器的主电路拓扑。

    为了分析方便，假定除了开关管S₁～S₄内的结电容外，所有的半导体器件都是理想器件，箝位电容C₁、C₂和滤波电容C_o足够大，电路处于稳态。

    下面以图1为基础，对其各个工作模态进行分析。该电路拓扑在一个变换周期内可分为14种工作模态，由于移相控制的对称性，在此分析了前八个工作模态。

    模态1[t₀，t₁]：开关管S₁、S₂的栅源电压为高电平，S₁、S₂处于导通状态；开关管S₃、S₄的栅源电压为零，S₃、S₄处于关断状态。此时，电流从电源的正极流出，流经开关管S₁、S₂，分别再经过变压器原边绕组流向分压电容和经过辅助电感流向飞跨电容，二极管D_o1导通，二极管D_o2断开，L_p1和L_s1工作于正激状态，L_p2和L_s2储存能量工作于反激模式，输出电压即为L_s1两端的电压。

    模态2[t₁，t₂]：给开关管S₁断开信号，S₂继续导通，飞跨电容C_s1的电压通过S₂加在了谐振电感L_r上，使得有足够的能量实现软开关，变压器的原边电流从S₁转移到S₁内的结电容和S₄内的结电容的支路中，给S₁内的结电容充电，同时通过飞跨电容C_s2给S₄内的结电容放电，由此体现了软开关，原边电压下降。

    模态3[t₂，t₃]：开关管S₄两端电压降为零，内二极管导通，原边电流可近似看作恒定值，所以，S₁两端电压由零线性上升到U_in/2，零电压断开，二极管D_o1、D_o2都导通，L_p2和L_s2储存的能量经D_o2释放给负载，S₂继续导通，原边电压下降为零。

    模态4[t₃，t₄]：开关管S₄零电压导通，S₂仍继续导通，原级电流直线下降，二极管D_o1上电流下降，二极管D_o2上电流上升。

    模态5[t₄，t₅]：开关管S₄继续导通，给S₂断开信号，此时，利用变压器原边电流给开关S₂内的结电容充电，同时S₃内的结电容放电，为零电压开关作铺垫，原边电压由零反向增大。

    模态6[t₅，t₆]：开关管S₄仍处于导通状态，S₃两端的电压减小到零，内二极管导通，开关S₂两端电压由零线性上升到U_in/2，S₂零电压断开，原边电压反向增加到U_in/2。

    模态7[t₆，t₇]：开关管S₃零电压导通，飞跨电容C_s2的电压通过S₃加在了谐振电感L_r上，此时刻跟模态6相一致。

    模态8[t₇，t₈]：二极管D_o1电流下降为零，二极管断开，此时L_p1和L_s1工作于反激状态，存储能量，L_p2和L_s2工作于正激状态，循环以上的模态。

    对应工作模态的关键波形如图2所示，给出了整个周期对应驱动信号和变压器原边的电压波形。图3为各个模态的等效电路，图中（a）~（h）八个工作模态与所分析的相对应。

2 变压器的设计

    本文提出的三电平正反激直直变换器中集成变压器的设计如图4所示，第一原边绕组(L_p1)对应的第一副边绕组(L_s1)，第二原边绕组(L_p2)对应第二副边绕组(L_s2)。

    若给定输入电压为U_in，输出电压为U_o，输出功率为P_o，开关频率为f。

    根据式：

    式中，N为变压器原边绕组与副边绕组的匝数之比，D为占空比，所以根据给定条件，并要求考虑到占空比的丢失，从而可以确定变压器的匝比。

    根据A_P(磁芯窗口面积乘积)值法：

其中，A_e为磁芯有效的截面积，A_w磁芯窗口面积，系数k取0.014，按100 mW/cm³的功率损耗，ΔB为0.065 T，f_s取设定频率250 kHz，经计算再查磁芯资料，选材适合的磁芯。

    根据电磁感应定律，计算每个副边匝数N2。

    其中，由所选的磁芯材料可知磁通密度B和磁芯有效的截面积A_e的取值，则由式(3)就可得知副边匝数N₂为多少，继而由式(1)易得原边匝数。

    根据上述的分析，现以400 V的输入电压，20 V的输出电压，300 W的功率密度以及开关频率为125 kHz为具体示例，结合传统的三电平直直变换电路拓扑，针对电路的功率密度进行比较，如表1所示。

    从表1中可以看出，本文提出的三电平正反激直直变换器中通过磁集成技术设计的变压器，不仅电路的质量体积都有所较小，而且省去了较大的滤波电感，提高了变换器的功率密度。 

3 仿真波形验证

    根据以上的理论分析，利用Saber电源仿真软件，以图1所示的拓扑为电路模型，采用移相控制的方法驱动开关管，验证以上的原理分析。仿真的参数如表2 所示。

    仿真结果如图5所示，给出了三电平正反激电路拓扑的四个开关管的驱动信号、变压器原边电压和输出电压的仿真波形图，由此可看出，与上述理论分析相符。

4 结束语

    综上，所提出的三电平正反激直直变换电路拓扑，有以下优点：三电平技术与正反激变换器结合，提高了电路的输入电压和功率变换等级；变压器由一个铁芯及四个绕组集成而成，相当于两个变压器级联，它们交替地工作在正激状态和反激状态，提高了变压器的利用率；电路中不需要较大的输出滤波电感，提高了电路的功率密度。

参考文献

[1] HUA G，LEE F C，JOVANOVIC M M.An improved full-bridge zero-voltage-switched pwm converter using a saturable inductor[J].IEEE PESC，1991：189-194.

[2] JANG Y，JOVANOVIC M M.A new three-level soft-switched converter[J].IEEE Trans.Power Electron.，2005，20(1)：75-81，Jan.

[3] Liu F，Yan J，Ruan X.Zero-voltage and zero-current-switching PWM combined three-level DC/DC converter[J].IEEE Trans.Ind.Electron.，2010，57(5)：1644-1654.

[4] 周振军，李磊，杭静宇，等．一种新型三电平智能变压器的研究[J]．电子技术应用，2013(5)：65-68．