0 引言

    随着无线通信技术的快速发展，射频功率放大器作为收发机系统中必不可少的单元模块之一，发挥着非常重要的作用^[1]。通常衡量功率放大器性能最重要的技术指标包括效率、输出功率、增益、线性度等，其中高效率功放一直是功放设计领域的热门研究方向^[2]。近年来，研究发现除基波阻抗之外，合适的输入、输出谐波阻抗对改善功放效率也有着非常显著的作用^[3]。通过有效控制功放谐波阻抗进而实现高效率的常见谐波调谐功放类别有J类^[4]、F类/逆F类^[5-6]、E类^[7]等。

    由于GaN材料具有禁带宽度宽、击穿场强高、热传导率高和峰值电子漂移速度高的特点，能很好地满足功放高温、高频、高功率等工作要求，因此基于GaN HEMT的功率放大器得到越来越多的研究^[6，8]。然而，当使用如图1所示已经封装好的晶体管^[9]进行功放设计时，由于寄生参数和封装参数的影响，设计者往往只能基于晶体管器件端面进行分析和设计。但是通过理论推导所得到的阻抗条件及漏极电流、电压波形都是基于理想晶体管电流源端面分析的。因此，实际设计过程中，设计者无法简单地依据理论值进行分析和设计。虽然可以采取寄生补偿的方法^[10]从电流源端面进行分析和设计，但是该方法要求已知晶体管精确的寄生参数和封装参数。而实际晶体管精确的寄生参数和封装参数由于受工作频率、温度等因素的影响一般难以获得。

    为此，本文提出了一种在晶体管寄生参数和封装参数未知的情况下，进行高效率谐波调谐功放设计的方法。通过负载牵引技术确定晶体管器件端面的最佳阻抗条件并设计相应的匹配网络，再根据动态负载线GaN HEMT模型所获得的电流源端面的电流、电压波形对功放整体电路进行调谐和优化，设计了一款高效率谐波调谐功放。

1 设计原理

1.1 谐波调谐功放

    谐波调谐功放主要是通过控制高次谐波阻抗实现对功放漏极电流、电压波形的塑形，减小两者的重叠，减小器件损耗的方法来提高功放效率。其效率可表示为：

    由式(1)可知，可以通过减小直流功耗和谐波输出功率以及增大基波输出功率的方式提高谐波调谐功放的效率。

1.2 动态负载线GaN HEMT模型

    为了方便功率放大器的设计和优化，Cree公司为其GaN HEMT器件开发了动态负载线大信号模型^[12]。该模型除了栅极、漏极和源极端口外还增加了温度、本征漏极电流和本征漏极电压端口。通过本征漏极电流和本征漏极电压端口，可以很方便地得到不受寄生效应影响的位于电流源端面的电流、电压波形。这对于验证功放工作类别及其性能有着非常重要的作用。

2 最佳谐波阻抗的分析与确定

    本次设计选用由Cree公司提供的型号为CGH40010F的动态负载线GaN HEMT模型，首先基于ADS谐波牵引技术分析和确定晶体管器件端面应满足的最佳谐波阻抗条件。

    由于在功放实际设计中，无法实现对无穷次谐波的控制^[3]，而且处理更高次的谐波对性能的提升非常有限，同时需要更加复杂的谐波调谐网络，其引入的损耗甚至可能超过处理高次谐波所提升的性能。因此，综合考虑功放性能和电路复杂度，本次设计仅对功放二、三次谐波负载阻抗和二次谐波源阻抗进行了分析和调谐。

    通过谐波牵引可确定晶体管器件端面处不同反射系数相位(不同谐波阻抗)下，输出功率和效率的变化情况。功放输出功率和功率附加效率随负载二、三次谐波反射系数相位的变化情况分别如图2、图3所示。

    从图2可以看出二次谐波负载阻抗对功率附加效率的影响可达30%以上，对输出功率的影响为2.5 dBm左右。其中60°～120°为其高效率相位区域。由图3可知，三次谐波负载阻抗对功放效率和输出功率的影响相较于二次谐波负载阻抗要小一些，但仍然会对功率附加效率产生10%左右的影响，对输出功率有0.65 dBm左右的影响。由仿真结果可知，225°附近为负载三次谐波的低效率相位区域。因此，在设计过程中应尽量使三次谐波负载阻抗位于该相位区域外。

    此外，还分析了二次谐波源阻抗对功放性能的影响，牵引结果如图4所示。可以看出，不同的源反射系数相位下，功放功率附加效率和输出功率的浮动范围可达10%和0.8 dBm，其影响甚至超过了三次谐波负载阻抗的影响。因此，在设计过程中，二次谐波源阻抗也应充分考虑，本次设计源二次谐波的高效率相位区域为230°～300°。

3 电路设计与仿真

    基于以上分析，设计了一款工作在2 GHz的谐波调谐功放。功放整体电路如图5所示，主要包括偏置电路，谐波控制网络，输入、输出基波匹配电路。此外在晶体管的输入端串接了一个RC并联网络以保证功放的稳定性。其中栅极偏置电路与漏极偏置电路类似，均采用扇形微带线(Stub2、Stub4)替代高频电容接地，再通过1/4波长线(TL5、TL8)的阻抗转换功能实现对基波信号的开路，以防止射频信号的泄露。同时在栅极偏置电路中串联了一个200 Ω的电阻R₂以进一步改善功放的稳定性。C₂~C₇为滤波电容以改善直流电源的稳定性，减少杂波信号对功放性能的影响。漏源电压V_DS和栅源电压V_GS分别为28 V、-2.8 V，此时漏极静态电流为154 mA，偏置在深AB类。

3.1 谐波调谐网络的设计

    为了实现高效率，需要设计合适的输入、输出谐波调谐网络将谐波阻抗调谐至所确定的高效率相位区域。为了减小电路复杂度和尺寸，如图5所示，谐波调谐网络和偏置电路共用了部分电路。通过在栅极和漏极偏置电路中分别加载一个扇形微带线Stub1和Stub3，在B点和A点分别实现源二次谐波短路和负载二次谐波短路。为了对负载三次谐波进行调谐，在输出谐波调谐网络中并联了一段1/12波长线TL7在A点实现三次谐波短路。当A点和B点分别满足负载二、三次谐波和源二次谐波短路时，分别在晶体管栅极和漏极串联微带线TL4和TL6对谐波源阻抗和谐波负载阻抗进行调谐。

    当串联微带线TL4和TL6调谐至合适的长度和宽度时，通过谐波调谐网络得到的谐波阻抗如图6所示。在1.95～2.05 GHz基波频率范围内，二、三次谐波负载阻抗分别落在83°～120°和60°～65°相位区域，二次谐波源阻抗落在230°～251°相位区域，三者均处于所确定的高效率相位区域内。即所设计的谐波调谐网络能够很好地满足功放的谐波阻抗要求。

3.2 基波匹配网络的设计

    由于在A点满足负载二、三次谐波短路的阻抗条件，在B点满足源二次谐波短路的阻抗条件。即后续所设计的基波匹配电路不会对已确定的谐波阻抗产生影响。因此，可以将设计好的谐波调谐网络加入基波负载牵引电路确定功放B点处的最佳基波源阻抗和A点处的最佳基波负载阻抗。牵引得到的最佳基波源阻抗和负载阻抗分别为(338.35-j·0) Ω和(14.25-j·4.14) Ω，此时功放对应的功率附加效率为84.75%，输出功率为39.98 dBm。根据所确定的最佳基波源阻抗和基波负载阻抗，分别选用阶梯阻抗匹配网络和L型匹配网络完成了输入、输出基波匹配网络的设计。

3.3 功放整体仿真

    通过对功放整体电路的调谐和优化，当输入功率为27 dBm时，基于动态负载线GaN HEMT模型得到晶体管电流源端面的电流、电压波形如图7所示。可以看出，电流、电压波形重叠面积很小，同J类功放波形类似，满足高效率谐波调谐功放的要求。此时，功放功率附加效率和输出功率分别为76.81%和39.10 dBm。其输出频谱如图8所示，二次和三次谐波分量分别为-48.06 dBc和-37.66 dBc，实现了较好的抑制。

4 实物加工与测试结果

    为了验证以上设计方法，选用介电常数为3.48，厚度为30 mil的Rogers4350板材制作了一款如图9所示的谐波调谐功放并将其安装在铜制散热片上。并使用安捷伦的矢量网络分析仪8719ES、信号发生器E8257C和频谱分析仪E4440A等设备搭建了测试平台，对功放性能进行了测试。

4.1 小信号测试

    功放小信号频率响应仿真和实测结果如图10所示。可以看出，测试结果和仿真结果基本吻合，其中在2 GHz处功放输入回波损耗的仿真值和实测值均优于20 dB。功放小信号增益的仿真值和实测值均优于17 dB。

    当工作频率为2 GHz时，功放输出功率、增益、功率附加效率和漏极效率随输入功率变化的仿真和实测结果如图11、图12所示。当输入功率为27 dBm时，功放测量到的输出功率和增益分别为38.69 dBm和11.69 dB，功率附加效率和漏极效率分别为76%和81.53%。同仿真结果相比，测试结果有少许偏差，其主要原因是晶体管器件模型与实际晶体管器件之间的差别以及测试平台所引入的衰减等因素导致的。

    当输入功率为27 dBm时，功放输出功率、增益，漏极效率和功率附加效率随频率变化的仿真和实测结果如图13、图14所示。在1.7～2.3 GHz频率范围内，测试结果与仿真结果基本吻合。可以看出，在2 GHz附近功放实现了39 dBm左右的输出功率和70%以上的功率附加效率，满足设计要求。

5 结论

    在晶体管寄生参数和封装参数未知的情况下，本文基于动态负载线GaN HEMT模型和负载牵引技术设计并制作了一款高效率谐波调谐功放。在理论分析的基础上对整个电路进行了仿真、加工和测试，测试结果和仿真结果基本吻合，证明了采用该方法设计高效率功放的可行性。在满足较高性能的同时，基于该方法所设计的功放还具有结构简单、调谐方便的优点。

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作者信息:

黄发良，游  彬

(杭州电子科技大学 电子信息学院，浙江 杭州310018)