电动汽车技术是汽车行业的未来，电池和快速充电系统的不断快速发展。在不牺牲充电时间的情况下，研发工作正在进行中，以确保电池的尺寸更小，并且在充电时间内的功耗最小。

太阳能光伏、风力涡轮机和储能系统具有三相逆变器，用作主动配电网络和分布式能源 (DER) 之间的接口。如今，带有更紧凑固态变压器 (SST) 的传统笨重变压器也需要三相逆变器来为负载供电。DER和SST给不平衡负载供电时，通常需要三相四线逆变器，为负载的零序电流提供额外的通路。

与传统电动汽车充电器相比，碳化硅半导体器件的技术由于具有各种优势而具有优势。传统上，50千瓦的电动汽车充电器有一个重1000公斤的配电变压器和一个重200至600公斤的单独充电单元。此外，该重量(变压器和充电系统)需要安装在混凝土板上。每个模块由一个三级升压PFC级和1600v到400v的隔离直流/DC级组成。这些模块被设计为是可堆叠的，并支持高达450 kW和未来的800 V的电动汽车。

与传统充电器相比，使用碳化硅，50千瓦充电器重量只有100公斤，可以安装在墙上，使用相同的系统占用提供约4×的电力，降低了安装成本。

控制设计

显示了三相四线制逆变器的控制策略。第一部分显示了建议的中性点支腿，第二部分显示了三相四线制逆变器的闭环控制。

提出的中性腿只需要两个额外的控制器：功率解耦控制器GR2(s)，用于解耦二阶母线的波纹，以及谐波补偿器(HC)，用于补偿负载电流中的谐波。下一节解释了基于sic的中性腿的控制。

控制建议的中性支腿

中性腿控制中存在中性电流控制器和功率解耦控制器。

中性电流控制器

该控制器的工作原理与传统中性支路的控制器类似。因此，对于传统的中性支路，所提出的中性支路可以直接采用相同的控制器。这里，假设中性线电流仅包含基波分量，则应用一个与谐振控制器并联的简单 PI 控制器。这里，采用低通滤波器 (LPF) 来获取 C –的平均电压并提取 V –的直流分量。

这里，ωc是LPF的截止频率。100 Hz及以上的谐波分量应该被滤掉，所以ωc被设置为50 rad/s。一个PI控制器可以调节V-到Vdc/2的平均值。由上式可知，kp为比例增益，ki为积分增益ki。

为了确保中性电流通过中性电感器Ln而不是电容器C-提供，采用谐振控制器GR1(s)：

这里，ω为基角频率，ξ1为谐振控制器的截止频率，KR1为控制器的谐振增益。所有地方的增益GR1(s)几乎为零，但谐振频率ω不是零。V-将被测量为GR1(s)的反馈，以调节其基本成分为零。

功率解耦控制器

在功率解耦控制器中应用了另一个谐振控制器GR2(s)。

由上式可知，ξ2定义了截止频率，KR2是控制器的谐振增益，GR2(s)的谐振峰为100 Hz。直流总线电流为，GR2(s)的反馈，二阶分量控制为零。

该中性腿可以提供中性电流，并能同时减少直流母线波纹，中性电流控制器和功率解耦控制器同时并联。

三相逆变器的控制

三相四线逆变器独立工作，为不平衡负载提供平衡的三相电压。因此，交流电压闭环控制采用内环控制。三相由比例谐振电流和电压控制器独立控制。

由上式可知，K p_v 为电压比例增益，K p_i 为电流控制器;K R_v 为电压谐振增益，K R_i为电流控制器;并且ξ v 和ξ i 是截止频率的系数。另外，由于功率解耦控制器G R2 (s)引起的中性点电压变化，二次谐波需要电流控制器进行补偿。因此，如上图，HC与G P R_i (s)并联，用于补偿100Hz处的谐波：

直流母线电压要求

由上式可知，Vdc_avg，con为平均直流总线电压，Vdc_max，con为与常规中性腿不平衡二级功率纹波引起的最大直流总线电压，Ceq为等效直流总线电容。直流电容

对于提供230 Vrms交流电压的三相逆变器，选择1200v半导体开关(Si IGBTs或碳化硅MOSFETs)。因此，直流母线电压不应超过1,200 V。直流母线电容必须设计为直流母线电压不超过750 V。

如图第一个所示，Cdc是放置在开关附近的小薄膜电容器的总和，减少了电压超调和开关谐波。由于Cdc的值可以忽略不计(10µF)，总线电容的主要部分是中性腿的电容。然而，由于电容器的串联连接，等效的直流母线电容降低了。

· 由上式可知，Ctotal、pro和Ctotal分别为建议腿和常规腿所需的总电容。结论

· 与传统的中性腿相比，基于sic的中性腿提供了中性电流，并减少了二阶直流母线的波纹。利用基于SiC的中性支腿可以实现以下参数：

· 输出功率：50 kW

· 输入电压：2400VAC

· 输出电压：200～500VDC

· 峰值效率：97.6%

· 功率因数：≥98

· 输入电流THD：≤5%

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